仪表与测量

通用仪器与基准,科学仪器设计制造

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        我自从大二参加校电子设计大赛,做了一个温度计后就一直在纠结一个问题,如何把温度计的精度做上去?当时做校赛的时候采用了一个比较传统的电路方案:用稳压芯片的电压为基准,采用op07运放搭配精密电阻搭建电流源,然后用AD620仪表放大器放大PT100上的电压,送入单片机ADC采样后计算得到电阻,再通过R-T关系得到温度,这种结构也是百度上通常可以搜索到的方案,当时由于采用了精密电阻,电流源精度在万分之三左右,但是整体线性性不好,误差在最小70mOhm,最大在100mOhm,电流源的误差贡献就在30mOhm左右了,而且当时用了一个1.5元的稳压芯片,电压也不稳定,导致零点偏移严重。最后光电路的误差带来的温度测量误差就在0.25度了,哪怕在采用1/3B级误差0.1度的铂电阻,整体的误差在0.35度(0.27?)左右了,完全达不到WMO的0.1度要求。所以一直想提高测量精度。终于我发现了一个电路图,         这个电路图带来的好处不言而喻,但是由于我不是电子专业出身对于一些模电方面的东西还是不太懂,就比如这个参考电压的最低电平高于输入信号的电压情况是否正确?(大神可以跟我讲讲不?)         对此我问了一些人,最后         。。。。。。。         没人理我。         但是我还是相信ADI公司的,虽然我买不起他们的芯片,于是在伟大的淘宝上我买到仿制芯片来试验一下。         画PCB,买原件,焊接。。。。。。。花去了我一个月的时间,最后焊完这家伙长这样         然后写程序调试,克服各种奇怪的问题,一边又一遍debug,最后的结果还算好,通过和垃圾5位电表的比对,测量电阻精度在+-20mOhm左右,分辨率为5mOhm。         但是我却遇到了致命的问题:稳定性不好,每次上电的数值都不一样,偏差在20mOhm上下,(已经排除了温漂的影响)如此大的偏差直接影响了最后测温的精度。现在这个问题是我想尽量去克服的问题。不知道论坛里面有没有大神可以帮我看看到底是什么问题? ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------         今天把温度计开了一天,PT100换成低温漂电阻,仪器参数如下:         平均值:120.301         方   差: 0.0207 ps:如今气象上公认最好的电测温度计是芬兰维萨拉生产的,精度在+-0.2度 IMG_2899.JPG 2.17M ~K2J9_1082RKF]68)8WLUG1.png 491k


原著:凌善康,原载:中国计量报 一、前言 温度计量学是计量学领域中的一个重要分支。大家知道,温度是一个重要而特殊的基本物理量。它的重要性在于与其他物理现象有着密切的关系。科学研究和工农业生产中的每一个环节,均离不开对温度的可靠而准确的测量。温度是一种内涵量,不是广延量。所以,它与其他物理量相比更为复杂。两个温度不能相加,只有相等或不相等的关系,而其他一般的物理量有单位,它们的测量结果即为该单位的倍数或分数。因此,长期以来,对于温度而言,我们所作的测量,只是确定温度在温标上的位置。所以温标在温度测量中占有极其重要的地位。温标是温度准确、可靠测量的基础。一个国家,温标的建立与实施从一个侧面反映了这个国家的计量科技水平。 随着世界科学技术的进步,为了更好地统一国际温度量值,国际计量大会决定于1927年计划制定“国际温标”。首个国际温标就是《1927年国际温标(ITS-27)》。由于第二次世界大战的爆发,推行工作立即停顿。到1945年二战结束,经过一段经济恢复时期,直到1948年才在第9次国际计量大会上重新恢复温标讨论,并在此基础上进行修改。1948年,国际计量委员会正式颁布了《1948年国际温标(ITS-48)》。 1937年,温度咨询委员会(CCT)成立。这是一个专门讨论国际温标修订和改进的专家机构。同时,它又是一个向国际计量委员会提出咨询意见的顾问机构。从1979年开始,我国派遣凌善康同志为代表,任CCT委员并参与CCT对国际温标的研究与修订。 二、国际温标的演变历史及我国温度基准的建立 国际温标从定义来看,实质上是一种经验温标。它是以热力学温度为标准而制定的,是热力学温度的一种近似。只是它与历史上各种经验温标有本质区别。早在1887年,国际计量委员会曾决定采用“氢百度温标”作为国际温标,它以“定容氢气体温度计”为基础,以精密玻璃水银温度计作为传递氢百度温标的二级标准。但是,这样的温标未获得各国广泛采用。其原因可能是当时国际上的科技水平有限,以及当时国际计量局的权威性和影响力还远远不够。 下面对各时期国际温标的基本内容、历史演变情况以及我国相应的发展阶段作一介绍: 1.《1927年国际温标(ITS-27)》时期(1927H~1948年) 国际上第一个国际温标就是《1927年国际温标(ITS-27)》。1927年第7届国际计量大会决定采用《1927年国际温标(ITS-27)》作为全世界的统一温标。所谓“温标”,就是规定出一系列固定点、内插仪器和内插公式对温度进行测温计算。这一模式一直保持至今。 《1927年国际温标(ITS-27)》中有冰点、水沸点、金点、银点等6个固定点及相应的内插公式;内插仪器采用了高准确度、高稳定性的铂电阻温度计、铂铑/铂热电偶和光学高温计。国际温标每20年左右修改一次。因为在新温标确定后,需要一段时间推广和应用。 1949年以前,正值国民政府统治濒临崩溃时期。当时工业温度计量技术处于十分落后的状态,谈不上温度测量标准的建设,更不可能实施国际温标。 2.《1948年国际温标(ITS-48)》时期(1948~1968年) 从1948年起,国际上开始执行《1948年国际温标(ITS-48)》(以下简称“48温标”)。当时,中国正值解放战争即将获得最后胜利的高潮时期,也不可能考虑这些问题。 直到20世纪50年代初,新中国成立后,国家着手恢复经济,生产建设开始步入第一个五年计划时期,那时工业建设也有了一定程度的发展。因此,1955年春,成立了国家计量局。新机构成立之初,全局只有50人左右,仪器设备只有前清时代留下的天平和若干营造尺等。 1957年年底,国家计量局领导一方面加紧与原中华人民共和国第一机械工业部“工具研究院计量检定所”筹备合并事宜,另一方面积极筹备成立新机构以及选拔干部和培养人才。当时成立的热工处设有:(1)高温实验室;(2)中低温实验室;(3)电子仪表实验室;(4)化学实验室。首任处长是彭世钦同志。在热工处成立之初,做了不少下基层企业的服务工作。 在人员培养方面,国家计量局领导派学员前往苏联计量科学研究院学习。在热工专业人员的学习分配为:石质彦学习高温计量(高温固定点、热电偶,光学高温标准等),凌善康学习中低温计量(低温温标固定点、水三相点、气压测量仪器、标准电阻温度计制作等),黄国政学习压力计量,贺锡蘅学习化学计量。 1959年赴苏学员学成归国。就温度方面而言,他们了解了如何复现国际温标和量值传递全过程,同时把水三相点、铂铑10-铂热电偶、铂电阻温度计的制造工艺和分度程序带回,为我国启动复现“48温标”打下了基础。这批学员很快成为我国温度计量事业发展中的骨干力量。 20世纪60年代初,国际上对“48温标”作了部分修订。1960年第11届国际计量大会上,通过了“48温标”的修订版,并正式定名为《1948年国际实用温标(1960年修订版)》,并向世界颁布。修订版对原来的温标在文字和实验方法上进行了修改,而固定点的温度数值保持不变。从此,我国开始重视国际计量的发展趋势,广泛查阅资料,从参加的各种国际计量活动中了解情况,使得我国在温度计量的发展方向上,有了比较好的掌握。因此,在一段时间内,温度实验室的筹备工作进行得比较顺利。1961年,国家计量局又派人员到英国国家物理所(NPL)进行短期考察,重点了解开尔文测温电桥技术,并在NPL验收了从英国Tinsley仪器公司进口的精密电桥。此设备在当时的研究工作中起到了很大的作用。 3.《1968年国际实用温标(IPTS-68)》时期(1968~1990年) 从1968年开始,国际正式推行《1968年国际实用温标(IPTS-68)》(以下简称“68温标”)。与“48温标”相比,“68温标”的重要修改部分为:①温标的下限由氧沸点(约90K)延伸到氢三相点(13.81K);②修改了定义固定点的温度指定值和内插公式,目的是为了使国际实用温标温度更接近于热力学温度值;③采用了第二辐射常数C2更加准确的新值)。这些都使温度数值发生了变化。从1975年开始,又对温标的文本进行了一次修订,但“68温标”的全部温度数值保持不变,只是名称改为《1968年国际温标(1975年修订版)》。 “68温标”分为3个温区,分别用标准铂电阻温度计的W-t的多项式和标准铂铑10-铂热电偶的E-t公式,以及普朗克辐射定律描述的公式来定义各温区内的温度值。 温度领域各实验室的工作包括:建立相关的固定点、挑选基准内插仪器、进行量值传递等,用这些基本工作来保证我国温度量值的准确、一致。 20世纪60~70年代,正值世界上工业化国家处于经济和科技快速发展阶段,而这时,我国却正遭受文化大革命的严重破坏。动荡的局势严重阻碍了我国经济和计量事业的发展步伐。 从文化大革命之后到20世纪80年代,我国经济才逐步恢复。此时,国际计量委员会温度咨询委员会正酝酿对“68温标”进行修改,并鼓励各成员国开展对新温标的研究。此时,热工处温度室的工作也有了起色。一方面,我们从名校中招收若干名优秀学生,让他们在课题中进行实际锻炼与培养;另一方面,积极向国家科委、工业部委及国家计量局争取课题立项和经费支持。同时,在内部围绕新温标,设立具有前瞻性的课题进行研究。 20世纪80年代中期,我国温度领域,在加强人才培养和合理确定课题方面使得实验室的发展进程加快。 这阶段各部门的工作归纳如下: (1)高温部分 高温实验室管辖的温区为1064℃~2000℃。20世纪60年代初,在此范围内,我国已建立了目测光学高温计、金凝固点和扇形挡板。利用它们实现高温温标的延伸,并成功建立了我国1064℃~2000℃的IPTS-48温标。20世纪80年代初,赵琪和原遵东等同志研制出了“三光路调制式基准光学比较仪”,为建立国际实用温标IPTS-68的高温段打下了坚实的基础。从1987年开始,高温实验室进一步研究了“直流光电比较仪”,在技术指标上达到了国际同类仪器的水平,并为实施ITS-90创造了良好条件。与于同时,仇乃荣同志成功研制了高稳定度真空灯和充气灯,为传递工作的顺利进行作出了贡献。 (2)中低温部分 中低温实验室始建于20世纪50年代,是中国计量科学研究院建立最早的实验室之一。中温温区为0℃~961.78℃,而低温是指13.8033K~273.16K的温度段。因为此温区与工业和航空航天事业有密切联系,所以备受各方面领导的重视。我国在中低温温标研究领域的进展,在国际同行中产生了一定的影响。我们中温一等铂电阻温度计分度和传递工作的测量扩展不确定度已达到(0.4~4.5)mK的水平,置信水平为95%。在建立中温基准中,当时的课题负责人是李訏謨同志,他在课题研究所包括的中温固定点复现、高温铂电阻温度计的研制中,起了主导作用。 在低温温区,温标是由低温铑铁温度计复现而保存的。低温室在精心挑选铑铁温度计的过程中,以及在实验设计和研制精密低温槽中发挥了创造性,收获颇丰。这些工作也是我国低温基准组数据保持良好的可靠而必要的条件。低温室与NPL和意大利计量所(IMGC)进行了比对,结果证明:我国固定点在零点几毫开内与之相符。我国低温温标13K以上的总不确定度保持在1mK之内。低温项目的建设中,张国权为低温基准的建立、李中樾同志为中国计量科学研究院水三相点容器的成功研制付出了大量心血。 (3)热电偶部分 热电偶的温度范围为IPTS-68中的660℃~1064℃,基准组由10支铂铑10-铂热电偶组成,使用金、银、锑3个凝固点分度。1978年,参加国际计量局组织的国际比对,取得了良好的结果。美国国家标准与技术研究院(NIST)的铂铑10-铂热电偶的测量不确定度为0.2℃,测量范围为0℃~1100℃。我国相应的测量不确定度为0.3℃,测量范围也是0℃~1100℃,英国的测量不确定度也是0.3℃,基本上处于同一水平。 4.《1990年国际温标(ITS-90)》的研究准备与新温标的推行 《1990年国际温标(ITS-90)》(以下简称“90温标”)是根据第18届国际计量大会及第77届国际计量委员会会议决定而在全世界公布实施的新温标。按照国际计量局的要求,自1990年1月1日起,在全世界执行《1990年国际温标(ITS-90)》,以代替《1968年国际实用温标(IPTS-68)》和《1976年0.5~30K暂行温标(EPT-76)》。但是,我国准备新温标的实施工作,早在1989~1990年期间已经开始。按照当时国家技术监督局“553号文件”的通知,要求各省、自治区、直辖市和国务院各部门的计量管理部门负责完成各自管辖范围内的ITS-90的推行工作。中国计量科学研究院热工处一方面承担宣讲ITS-90课程的责任;另一方面,对广大企业中应用的工业电阻与热电偶的分度表,按“90温标”的新数据进行修改,以免影响广大企业的生产。这项工作任务紧迫,必须按时完成。这期间,全国范围组织了10多次宣讲。任务已于1990年前提前完成。出色的温标推行工作,给地方单位和企业代表提供了很大的支持,中国计量科学研究院受到国家技术监督局领导的表扬,以及国际计量局局长奎恩(T.J.Quinn)先生的称赞。 三、结束语 温度计量建设的前30年,是老一辈温度计量工作者(如陈竹生、潘儒文、仇乃荣、李湜然、吴必勤等)艰苦奋斗令人难忘的岁月。这代人本着强烈的责任感和奋斗精神,不但为计量事业的发展打下了坚实的基础,更为国家培养出了一批温度计量方面的人才。在此,我们深切地期望我们的接班人,在今后岁月里,不负众望,使温度计量事业再创辉煌。 中国计量科学研究院研制的1234.93K~2273K温度基准装置,1986年被批准为国家基准。

原著:凌善康,原载:中国计量报 一、前言 温度计量学是计量学领域中的一个重要分支。大家知道,温度是一个重要而特殊的基本物理量。它的重要性在于与其他物理现象有着密切的关系。科学研究和工农业生产中的每一个环节,均离不开对温度的可靠而准确的测量。温度是一种内涵量,不是广延量。所以,它与其他物理量相比更为复杂。两个温度不能相加,只有相等或不相等的关系,而其他一般的物理量有单位,它们的测量结果即为该单位的倍数或分数。因此,长期以来,对于温度而言,我们所作的测量,只是确定温度在温标上的位置。所以温标在温度测量中占有极其重要的地位。温标是温度准确、可靠测量的基础。一个国家,温标的建立与实施从一个侧面反映了这个国家的计量科技水平。 随着世界科学技术的进步,为了更好地统一国际温度量值,国际计量大会决定于1927年计划制定“国际温标”。首个国际温标就是《1927年国际温标(ITS-27)》。由于第二次世界大战的爆发,推行工作立即停顿。到1945年二战结束,经过一段经济恢复时期,直到1948年才在第9次国际计量大会上重新恢复温标讨论,并在此基础上进行修改。1948年,国际计量委员会正式颁布了《1948年国际温标(ITS-48)》。 1937年,温度咨询委员会(CCT)成立。这是一个专门讨论国际温标修订和改进的专家机构。同时,它又是一个向国际计量委员会提出咨询意见的顾问机构。从1979年开始,我国派遣凌善康同志为代表,任CCT委员并参与CCT对国际温标的研究与修订。 二、国际温标的演变历史及我国温度基准的建立 国际温标从定义来看,实质上是一种经验温标。它是以热力学温度为标准而制定的,是热力学温度的一种近似。只是它与历史上各种经验温标有本质区别。早在1887年,国际计量委员会曾决定采用“氢百度温标”作为国际温标,它以“定容氢气体温度计”为基础,以精密玻璃水银温度计作为传递氢百度温标的二级标准。但是,这样的温标未获得各国广泛采用。其原因可能是当时国际上的科技水平有限,以及当时国际计量局的权威性和影响力还远远不够。 下面对各时期国际温标的基本内容、历史演变情况以及我国相应的发展阶段作一介绍: 1.《1927年国际温标(ITS-27)》时期(1927H~1948年) 国际上第一个国际温标就是《1927年国际温标(ITS-27)》。1927年第7届国际计量大会决定采用《1927年国际温标(ITS-27)》作为全世界的统一温标。所谓“温标”,就是规定出一系列固定点、内插仪器和内插公式对温度进行测温计算。这一模式一直保持至今。 《1927年国际温标(ITS-27)》中有冰点、水沸点、金点、银点等6个固定点及相应的内插公式;内插仪器采用了高准确度、高稳定性的铂电阻温度计、铂铑/铂热电偶和光学高温计。国际温标每20年左右修改一次。因为在新温标确定后,需要一段时间推广和应用。 1949年以前,正值国民政府统治濒临崩溃时期。当时工业温度计量技术处于十分落后的状态,谈不上温度测量标准的建设,更不可能实施国际温标。 2.《1948年国际温标(ITS-48)》时期(1948~1968年) 从1948年起,国际上开始执行《1948年国际温标(ITS-48)》(以下简称“48温标”)。当时,中国正值解放战争即将获得最后胜利的高潮时期,也不可能考虑这些问题。 直到20世纪50年代初,新中国成立后,国家着手恢复经济,生产建设开始步入第一个五年计划时期,那时工业建设也有了一定程度的发展。因此,1955年春,成立了国家计量局。新机构成立之初,全局只有50人左右,仪器设备只有前清时代留下的天平和若干营造尺等。 1957年年底,国家计量局领导一方面加紧与原中华人民共和国第一机械工业部“工具研究院计量检定所”筹备合并事宜,另一方面积极筹备成立新机构以及选拔干部和培养人才。当时成立的热工处设有:(1)高温实验室;(2)中低温实验室;(3)电子仪表实验室;(4)化学实验室。首任处长是彭世钦同志。在热工处成立之初,做了不少下基层企业的服务工作。 在人员培养方面,国家计量局领导派学员前往苏联计量科学研究院学习。在热工专业人员的学习分配为:石质彦学习高温计量(高温固定点、热电偶,光学高温标准等),凌善康学习中低温计量(低温温标固定点、水三相点、气压测量仪器、标准电阻温度计制作等),黄国政学习压力计量,贺锡蘅学习化学计量。 1959年赴苏学员学成归国。就温度方面而言,他们了解了如何复现国际温标和量值传递全过程,同时把水三相点、铂铑10-铂热电偶、铂电阻温度计的制造工艺和分度程序带回,为我国启动复现“48温标”打下了基础。这批学员很快成为我国温度计量事业发展中的骨干力量。 20世纪60年代初,国际上对“48温标”作了部分修订。1960年第11届国际计量大会上,通过了“48温标”的修订版,并正式定名为《1948年国际实用温标(1960年修订版)》,并向世界颁布。修订版对原来的温标在文字和实验方法上进行了修改,而固定点的温度数值保持不变。从此,我国开始重视国际计量的发展趋势,广泛查阅资料,从参加的各种国际计量活动中了解情况,使得我国在温度计量的发展方向上,有了比较好的掌握。因此,在一段时间内,温度实验室的筹备工作进行得比较顺利。1961年,国家计量局又派人员到英国国家物理所(NPL)进行短期考察,重点了解开尔文测温电桥技术,并在NPL验收了从英国Tinsley仪器公司进口的精密电桥。此设备在当时的研究工作中起到了很大的作用。 3.《1968年国际实用温标(IPTS-68)》时期(1968~1990年) 从1968年开始,国际正式推行《1968年国际实用温标(IPTS-68)》(以下简称“68温标”)。与“48温标”相比,“68温标”的重要修改部分为:①温标的下限由氧沸点(约90K)延伸到氢三相点(13.81K);②修改了定义固定点的温度指定值和内插公式,目的是为了使国际实用温标温度更接近于热力学温度值;③采用了第二辐射常数C2更加准确的新值)。这些都使温度数值发生了变化。从1975年开始,又对温标的文本进行了一次修订,但“68温标”的全部温度数值保持不变,只是名称改为《1968年国际温标(1975年修订版)》。 “68温标”分为3个温区,分别用标准铂电阻温度计的W-t的多项式和标准铂铑10-铂热电偶的E-t公式,以及普朗克辐射定律描述的公式来定义各温区内的温度值。 温度领域各实验室的工作包括:建立相关的固定点、挑选基准内插仪器、进行量值传递等,用这些基本工作来保证我国温度量值的准确、一致。 20世纪60~70年代,正值世界上工业化国家处于经济和科技快速发展阶段,而这时,我国却正遭受文化大革命的严重破坏。动荡的局势严重阻碍了我国经济和计量事业的发展步伐。 从文化大革命之后到20世纪80年代,我国经济才逐步恢复。此时,国际计量委员会温度咨询委员会正酝酿对“68温标”进行修改,并鼓励各成员国开展对新温标的研究。此时,热工处温度室的工作也有了起色。一方面,我们从名校中招收若干名优秀学生,让他们在课题中进行实际锻炼与培养;另一方面,积极向国家科委、工业部委及国家计量局争取课题立项和经费支持。同时,在内部围绕新温标,设立具有前瞻性的课题进行研究。 20世纪80年代中期,我国温度领域,在加强人才培养和合理确定课题方面使得实验室的发展进程加快。 这阶段各部门的工作归纳如下: (1)高温部分 高温实验室管辖的温区为1064℃~2000℃。20世纪60年代初,在此范围内,我国已建立了目测光学高温计、金凝固点和扇形挡板。利用它们实现高温温标的延伸,并成功建立了我国1064℃~2000℃的IPTS-48温标。20世纪80年代初,赵琪和原遵东等同志研制出了“三光路调制式基准光学比较仪”,为建立国际实用温标IPTS-68的高温段打下了坚实的基础。从1987年开始,高温实验室进一步研究了“直流光电比较仪”,在技术指标上达到了国际同类仪器的水平,并为实施ITS-90创造了良好条件。与于同时,仇乃荣同志成功研制了高稳定度真空灯和充气灯,为传递工作的顺利进行作出了贡献。 (2)中低温部分 中低温实验室始建于20世纪50年代,是中国计量科学研究院建立最早的实验室之一。中温温区为0℃~961.78℃,而低温是指13.8033K~273.16K的温度段。因为此温区与工业和航空航天事业有密切联系,所以备受各方面领导的重视。我国在中低温温标研究领域的进展,在国际同行中产生了一定的影响。我们中温一等铂电阻温度计分度和传递工作的测量扩展不确定度已达到(0.4~4.5)mK的水平,置信水平为95%。在建立中温基准中,当时的课题负责人是李訏謨同志,他在课题研究所包括的中温固定点复现、高温铂电阻温度计的研制中,起了主导作用。 在低温温区,温标是由低温铑铁温度计复现而保存的。低温室在精心挑选铑铁温度计的过程中,以及在实验设计和研制精密低温槽中发挥了创造性,收获颇丰。这些工作也是我国低温基准组数据保持良好的可靠而必要的条件。低温室与NPL和意大利计量所(IMGC)进行了比对,结果证明:我国固定点在零点几毫开内与之相符。我国低温温标13K以上的总不确定度保持在1mK之内。低温项目的建设中,张国权为低温基准的建立、李中樾同志为中国计量科学研究院水三相点容器的成功研制付出了大量心血。 (3)热电偶部分 热电偶的温度范围为IPTS-68中的660℃~1064℃,基准组由10支铂铑10-铂热电偶组成,使用金、银、锑3个凝固点分度。1978年,参加国际计量局组织的国际比对,取得了良好的结果。美国国家标准与技术研究院(NIST)的铂铑10-铂热电偶的测量不确定度为0.2℃,测量范围为0℃~1100℃。我国相应的测量不确定度为0.3℃,测量范围也是0℃~1100℃,英国的测量不确定度也是0.3℃,基本上处于同一水平。 4.《1990年国际温标(ITS-90)》的研究准备与新温标的推行 《1990年国际温标(ITS-90)》(以下简称“90温标”)是根据第18届国际计量大会及第77届国际计量委员会会议决定而在全世界公布实施的新温标。按照国际计量局的要求,自1990年1月1日起,在全世界执行《1990年国际温标(ITS-90)》,以代替《1968年国际实用温标(IPTS-68)》和《1976年0.5~30K暂行温标(EPT-76)》。但是,我国准备新温标的实施工作,早在1989~1990年期间已经开始。按照当时国家技术监督局“553号文件”的通知,要求各省、自治区、直辖市和国务院各部门的计量管理部门负责完成各自管辖范围内的ITS-90的推行工作。中国计量科学研究院热工处一方面承担宣讲ITS-90课程的责任;另一方面,对广大企业中应用的工业电阻与热电偶的分度表,按“90温标”的新数据进行修改,以免影响广大企业的生产。这项工作任务紧迫,必须按时完成。这期间,全国范围组织了10多次宣讲。任务已于1990年前提前完成。出色的温标推行工作,给地方单位和企业代表提供了很大的支持,中国计量科学研究院受到国家技术监督局领导的表扬,以及国际计量局局长奎恩(T.J.Quinn)先生的称赞。 三、结束语 温度计量建设的前30年,是老一辈温度计量工作者(如陈竹生、潘儒文、仇乃荣、李湜然、吴必勤等)艰苦奋斗令人难忘的岁月。这代人本着强烈的责任感和奋斗精神,不但为计量事业的发展打下了坚实的基础,更为国家培养出了一批温度计量方面的人才。在此,我们深切地期望我们的接班人,在今后岁月里,不负众望,使温度计量事业再创辉煌。 中国计量科学研究院研制的1234.93K~2273K温度基准装置,1986年被批准为国家基准。


上次测量了AD9361的抗阻塞性能( https://bbs.kechuang.org/t/82167 ),原本听各路大神说坑多,除非加上复杂的预选器否则根本没法用,但实测结果推翻了各路“大神”的说法。 从测试来看,性能虽然不算太好,但也算是可以的。除非高档监测接收机,普通接收机如果不开衰减,基本无法抵抗0dBm量级的阻塞信号,比如无线电爱好者常用的几款手持接收机也就能扛-10dBm水平。我测过罗德施瓦茨上一代高档监测接收机,在既不开前放,也不开衰减的前提下,阻塞电平通常在10dBm数量级(似乎这些设备在混频器前都有一级不能旁路的放大)。但这样的抗阻塞性能下,整机噪声系数在20-25dB左右。而9361在-2dBm阻塞电平时的噪声系数可能还比这个好(有待实测)。 所以我和小伙伴们产生了一个想法: 能不能用9361之类芯片做一款手持接收机 ?由于9361是模拟零中频数字化方案,可能镜像稍大,但作为接收机来说足够了。 功耗方面,假设数字信号处理电路(FPGA等)耗电3W,9361耗电1.5W,其它杂七杂八耗电1.5W,功耗能控制到6W以内。对于现代的锂电池而言,如果采用901那样的两并两串,即可工作6小时以上,实际上如果控制好算法复杂度,9361也只开基本的功能,整机功耗有控制到4W的希望,这样就能干10小时,已经相当实用了。 由于9361有较大的出货量,目前人民币价格在350元左右。如果嫌贵,还可以用9363,不到200元。如果对接收的处理带宽要求不高,一百来元的FPGA就应该能胜任,不过解调要想做灵活,还是要借助CPU。从核心器件的成本来看,总的硬件成本应该不算离谱,最终的产品,大家应该都玩得起。 通过软件的工作,这台监测侦察接收机应该能够实现所有模拟模式,和所有能找到解码方法的数字通话(比如所有公开销售的数字对讲机)的监测解调。根据处理带宽的不同,还能提供一定宽度的FFT频谱显示。想起来就觉得好玩。 希望大家交流一下想法,看看这坑要怎么挖。



定向电桥是矢量网络分析仪的基础零部件,它的性能直接关系到矢网的精度水平。惠普公司在上世纪80年代研制了以HP8516A(8510)为代表的高档矢量网络分析仪,覆盖从低频到40GHz的频率。 这里拆解的电桥来自HP8515A。该型号比较特殊,惠普(是德)的网站上查不到,频率范围介于8514和8516之间,但扩展到低频(其它型号均为45MHz),高频为26.5GHz。电桥可工作到更高频率,与HP8516A在高频段使用的应当是类似的技术,低频段明显不一样(体积都大好几倍)。 下面就言归正传 凑合一下看到三分之一频率,指标出色。而且,很难说不是因为那个Mini的负载回损不好…… 测试端口的样子 撸起袖子加油拆,这是顶盖打开后的样子,一个弹簧压住一个小盖板 把侧盖也打开,可以看到那个小盖板 取下的零件和小盖板 这是电桥的两个臂,按照惠普高端产品的习惯,应该是蓝宝石片上做的镀层 用显微镜看一看,上面有4个电阻,两个电容。注意右下角狭缝中心的细线,那是同轴电缆的芯线。同轴电缆的外壳一端焊接在了桥的一个臂上。 背面就是一个金属块塞上。当然塞多进去应该是根据机械配合和阻抗要求调过的。 3.5连接器下面是一个可以拆卸的可阀过渡段(其实是空的,和空气线差不多的性能),这个零件支撑了刚才看到的蓝宝石电桥。 不出所料,我把两个同轴支撑都取下来了。 一头是一段可以伸缩的球头 肚子里面有一个0.6mm左右的小弹簧 蓝宝石已经只剩上面提到过的同轴线连着了,摇摇欲坠。这次拆解是希望不破坏现场、最后能够复装的,但是看到这里,就已经不详预感了。 为了拆下同轴线,看到巴伦部分,必须从大肚子上开刀 这个桥的机械设计很坑,英制的不到3mm的内六角螺丝在距离表面接近30厘米处,淘宝上搜遍,最长的螺丝刀只有25厘米长。。无奈,自己磨一把。 还是拆下来了,就是最里面的螺丝孔 华丽的内心闪亮登场 然后,然后,同轴线断了。这些接头都涂了紧固胶,是上机床搞开的,因为3.5锁紧螺套被粘死无法旋动,不得不整体旋转拧断了内部的同轴线。其实后来想了下,断是必然的。要想不断,应该先拆小肚子,用烙铁搞开细同轴的一端;也可以先融化蓝宝石上的焊线。 这个线需要用显微镜看 外壳直径0.3mm 绝缘体外径0.18mm。芯线直径……不好意思,我没有完整的剥开过。 继续看巴伦,细同轴线此时套在了一个稍微粗点(大约1mm直径)的铜管内 拆开以后——弹性的支架上放满了磁体材料,调节螺丝可以调整这些磁体的松紧 磁体灰飞烟灭啦,看到了巴伦的核心部分 巴伦处是两层套管,内层是0.8mm左右同轴线,然后装在1.2mm左右的镀金铜(不一定,看着像)管内。在最右侧,内层同轴线才转成刚才看到的0.3mm同轴线。由于最近实验室装修无法开伦琴机,转换器内结构未知。 这是插进同轴线转换段的一节渐变金属管,内部结构不清楚 这个看着像3.5mm接头的东西,其实芯针中心还要穿过一根同轴电缆(那个小孔) 这个看着像玻璃窗的东西,其实是一个电阻 它真的是一个电阻 不出所料,电桥肚子里面有一张惠普经典的,已经老化的海绵。 文字内容仅供参考。 THE END 大家可以探讨下。


作者:膜人的小妖精 链接: https://www.zhihu.com/question/28183297/answer/179884515 来源:知乎 著作权归作者所有。商业转载请联系作者获得授权,非商业转载请注明出处。    示波器作为电测行业最基本的综合性仪器,设计和制造他所涉及的领域也十分广泛,从半导体到特种材料,从机加工到电子设计无所不涉及。    这就需要强大完善的工业体系作为支撑。但是苏联早期无不具有这一切?为什么苏联没有做起来呢?其实认为市场也是很关键的,仅依靠国家力量,可能能在短时间内集中攻关力量解决一个难题,随后投入其他难题的处理中。有些事情并不能持续的深入研究,唯有市场的持续需求不断刺激技术进步,就像战争那样,技术才可能有巨大的飞跃。    另外,一些其他技术的进步,比如电子计算机,也与仪器的发展相辅而成,这也带来了思维的全面改观。        涉及到示波器相关的具体技术,从60年代以前,一般来说我国和外国的差距不是特别的大,因为大家都用电子管,这个东西无非对工业机械设备有一定的要求,主要是冲压和焊接等等,另外电子管特殊的阴极涂层材料也对性能影响至关重要,不过这一切都不是遥不可及的。此外这个时期的示波器带宽通常还没有超过40MHz,确实难度不是特别大,这个阶段我们和技术储备方面没有太大差距,主要是因为需求也不是太多,导致产品无论从工艺还是结构,都有些落后。 TEK 511示波器的局部,可以看到底板上还印有很多文字提示,比较精细。    顺便说一说这个时代的制造工艺,因为电子管本身体积较大,而且多半随着高压大电流,所用的器件体积也很大,无论国内还是国外都是这样安装元器件的,也就是元件安装在支架上,然后用线相互连接。这种方式国内俗称搭棚焊接。进入60年代中期,一些半导体器件开始逐渐取代电子管的地位,此时示波器的带宽开始达到100MHz。     在这个时期电子计算机的应用也开始逐渐推广开,这导致对示波器有更多的需求。此时(大约1965年),HP公司也发布HP-IB总线,后来这种技术在70年代标准化成为IEEE488也就是GPIB。    通过这种控制总线,计算机可以控制电子仪器工作,采集仪器的数据并且进行分析。这使得我们对数据的使用和理解上升到一个新的高度,同时催生了自动化测量系统的概念,他带来了更高的效率和更好的精确性。    而此时国内仍未太多进步。高带宽示波管对加工技术和设计提出了十分高的要求,电子计算机更是全国都没有多少。而此时,一场浩劫正在国内开始 由于晶体管缩小了体积和功耗,印刷电路板技术开始推广,通过PCB板,电子元件可以被快速有序的安装,同时减小了寄生参数。于是电路板的制造工业技术也同步跟进发展。 https://www.youtube.com/watch?v=7weZ0TNRcuw& ;index=14&list=PLRkbT1iOCUUl9fI55OYJEWu-这段视频是1969年泰克拍摄的有关PCB板从设计到生产的全过程,可以看看当时是如何做的。可以提示一下,上方图片优雅的曲线完全都是人工绘制出来的。   图片来自一位老前辈DIY,不过当时国内的PCB基本上也就是这样。看起来粗糙的多。主要方法是给每个元件的安装点打孔并打铆钉,然后焊接在铆钉上,反面相互连接起来。这样的工艺效率低,安装密度也低。这些辅助工业也严重影响仪器的集成度提高。    进入70年代,我们的浩劫仍在继续。而美国佬的微波半导体技术突飞猛进,微电子集成电路技术更是日新月异,这个时段常规示波器带宽到达350MHz,特种示波器可达1GHz。    同时半导体技术的更进一步发展使得示波器完全可程控化,也可以进行数字化采集。比如同年代的模拟示波器已经具有微处理器了,可以在荧光屏上直观的读出测量参数,又可以将参数和波形传递给计算机。     直到几十年后国产的模拟示波器才开始具有这种能力。而此时我们半导体工业止步不前,还只能生产普通逻辑门电路。当然8086一类的CPU也仿制出来过,不过想想也是,1没人会用,2成本高得吓人,3利用这些东西去做测量仪器,极大的增加仪器成本和复杂程度,却没有足够的计算机与之相配套。此时的测量需求主要依靠进口满足(中美关系还凑合)。在此时代,由于仪器以及军方需求,美国佬开始制作4层电路板,并且使用了早期的计算机进行EDA辅助电路设计   不比真的不知道差距有多大   80年代是PC和小霸王腾飞的时代。在此时代得益于众多行业对超大规模电路的需求,示波器也跟着沾光,进入了数字时代。由于雷达等特殊需求,砷化镓半导体技术快速成长,同时应用在网络分析仪,频谱分析仪等射频测量仪器内。这些其他领域的技术铺垫为高性能数字示波器铺平了道路。而国内由于相关产业稀缺,在此时出现了极大的技术断层,并且直到今天也未能追上。如果有兴趣的话可以看看80年代的美国各种小霸王,有用各种各样的CPU的,比如Z80,MC6800,MC68000,6502等等。    不得不说市场起了巨大作用,由于制造这些消费电子产品,对于电测仪器自然也有巨大的需求了。在这个时期,元器件密度极大的提高,也促进了SMD表面贴装技术的成熟,这代表着电路的集成度,稳定性,生产速度的大幅度提高。    90年代初,随着计算机以及各种网络系统的日益复杂,对于测量仪器也提出了更高的要求。这时以HP54600系列和泰克TDS500系列为主要代表的高性能数字示波器登场。经过长期的技术积累,此时的数字示波器融合了先进的半导体技术,比如微计算机,DSP,CPLD,以及专门设计的ASIC和代表核心技术的ADC,触发控制器等等。在软件方面也是各种先进测量算法的集合。可以说无论从哪一方面,在那个年代我们的差距不是一点半点。毕竟造个286的零件都不能完全国产化,何谈更先进的示波器呢?所以说题主的问题在我看来其实很宽泛,他涉及到多个领域。虽说可能从一台仪器仪器本身来看,就主要被限制在几个关键的器件上.但是想要做出这些东西绝非组织几次全国性技术攻关就能得来相应的成果,他是长期积累和进步的产物,也是智慧的结晶.同时也是顺应时代发展和市场需求的必然结果.    以下,通过简单看看示波器的发展史来更深入的理解技术积累的概念.也顺便看看前辈们的脑洞古时候(90年代以前)。HP尚未被拆分,所以他也生产电测仪器,而且是靠着仪器发家的。拆分以后电测与生化测量叫做agilent (现电测再次拆分叫keysight)。半导体技术叫avago.同样泰克公司曾经旗下有MAXTEK公司,来设计和制造本公司仪器所需的特殊定制件。 -01:史前时代 | Wikiwand电子示波器的起点并不容易查证,所以史前时代由示波器的操作特性来划分。如今我们最常使用的可能是边沿触发模式,甚至通常认为这就是示波器的一部分基本功能。实际上在TEK 511之前,示波器并不具备触发能力。此时的示波器为了稳定显示波形,采用了一种叫做同步扫描的技术。示波器以固定的频率进行自由扫描,从而显示波形。为了使波形稳定,他也具有简单的比较器控制,来确定何时开始扫描。不过由于扫描时间的不定性,示波管的时间轴也不稳定。这种示波器不能进行精确的时间测量,也不能观察非周期性信号。 00:现代示波器的起点:Tektronix 511 我们共和国尚未成立的1947年,泰克发布了他的第一个产品:511型示波器。    与他的前辈最大的不同之处在于,他首次拥有了精确的触发系统,其实就是我们今日所能见到的每一台示波器都具有的边沿电平触发。当输入波形满足触发比较器设定的极性与门限时,示波器开始按照时基旋钮所设定的时间完成一次扫描。这样可以通过调节触发电平来确定每次扫描在波形上的起点,同时每一次扫描的时间又是已知的,通过数屏幕上的格子就可以对被测信号进行准确的时域分析。这是一个巨大的飞跃,其中简单的原理已然成为今日每一台示波器所必需的功能,不得不说他是现代示波器的起点。    01:固态化,小型化在射频半导体技术突飞猛进的60年代,像HP和TEK这样的公司都迫切需要高性能的固态放大器以及各种电子管的替代器件,由于通用器件公司不能提供这些部件,他们分别建立自己的研发部门满足内需。由于军方也有巨大的需求量所以最重要的资金自然不是问题。以示波器来说,要把带宽做高,需要亮度更高,聚焦更精确,摆率更快的示波管,同样也需要高速的前置放大器/Y轴放大器。从60年代开始,除了示波管以外的其他电子管,都将被晶体管和集成电路取代。 555 - TekWiki 1959年末期开始面世的泰克555型示波器,带宽30MHz,使用完全的电子管结构制作,功耗和体积巨大,小推车底部一层是他的电源箱.....显然这样的示波器显得太过巨大,以至于离开他的小车简直无法使用 321 - TekWiki 60年代初,随着晶体管的量产难题被逐渐解决,开始了仪器固态化的进程,此时泰克推出321型示波器。他几乎全部使用晶体管制作,早期型号内尚有一部分电子管工作在高压区域,后期型号通过新型的晶体管进一步取代了他们。这个阶段的示波器缩小,重量减轻。终于可以从推车上拿下来,放在桌面上,或者轻松的移动到一些特殊的测量现场。    巨量的市场需求刺激他们自己开发所需的一切配件,并且带动了一些其他工业项目,比如玻璃的精密加工设备,金属的冲压设备。60年代末期美国佬已经可以制造精密的内刻线示波管。即示波管屏幕上的格子是刻在示波管内部的玻璃面上的。这样读数误差更小。而同年代国产示波器全部都是刻在压克力片上然后放在荧光屏前边,从不同角度看就有不同的误差。再加上没有实际的需求,一直到80年代后期可能才生产了小部分内刻线示波管,主要用于超声波探伤仪。 我手头的两个示波管,分别来自TEK 212和2430示波器,两个管子大约都是70-80年代的产品,有细致的内刻线,有光照的时候能十分清晰的显现出来(在示波器上有钨丝灯泡背光)。 仍然放在我办公室的一台80年代的国产20M示波器,他是亚克力刻线的,距离示波管屏幕足有1cm高度,带来了十分大的读数误差,而且即便有灯光映照,刻线也不容易看清。 一台非常小的TEK 212手持模拟示波器,大约是80年代初期的产物,主要供应军方需求。带宽0.5MHz。   TEK 2430示波管内精密又漂亮的加速电极,这些电极使得电子束带有相当高的能量,借此示波器可以在高扫速下仍然具有足够的亮度进行观察。好了,说的有点远。   回来继续02高集成度与模块化、自动化、数据分析到底何时集成电路进入示波器,这点我确实翻了很多资料也难以确定。不过我司曾经有一台老前辈留下来的泰克485,他是1972年面世的,公司这一台是1978年左右生产的,他带宽350MHz,在当时属于国产货望尘莫及的境界。并且内部十分的复杂,制造工艺相当精良。遗憾的时候有一天我在摆弄他的时候,突然就黑屏了,风扇也不再转动。怀疑是开关电源出了问题(没错,1972年的时候已经用上了开关电源)。然后现场拆解准备检修,拆开发现这也太复杂了。整个机子里里外外都被PCB板包裹,电源在中心...于是草草拍了些照片给装回去了。送回仓库睡觉。好了不再废话了,上图: 还能开机时候的遗照 漂亮的面板,有一部分按钮的背光还是钨丝灯泡。 机子后部的端口,可以看出来这个时期就已经有有源探头了:他有两个有源探头供电接口。 拆掉后边的螺丝,拔出外壳。密密麻麻的全是板子 示波管上的产品检验签名。 TEK当时所定制的奇特的集成电路。 有一大堆... 输入通道部分,也十分的复杂。   我闲暇之余收来的个别集成电路,中间那颗外形奇特的就是TEK自己的定制产品。这些东西对于我们当时的技术人员来说就是看天书一般,难以猜透他的具体用途。


研制一台专用通信机,发射频率70M,2000-2100M。技术指标要求: 1. 100Hz-1MHz内的相位噪声小于0.5°RMS; 2. 发射功率+12dBm时,杂散发射<-40dBc 3. 在特定频段(1575 1227 1561 1268 Span=20MHz)发射噪声的功率谱密度小于-130dBm/Hz 初步选定的方案是采用AD9361作为收发芯片。为评估芯片射频指标是否符合要求,采用USRP B210发射信号,输入到CMU200进行频谱测量。 测试系统结构: AD9361 RF A TX1 -> PGA-1021+ -> CMU200 RF1 Port 以下是具体实验过程和测量结果: 1. 使用Gnuradio产生QPSK信号,中心频率2065MHz,码速率10Mcps,不使用RRC滤波器。发射功率0dbm。频谱仪RBW=10kHz 左边在1675-1745有个-25dbc的寄生信号?后来用KC901V验证后,发现是CMU200的杂散响应。 在”特定频段“测量到的噪声小于-130dBm/Hz,已经满足要求。由于CMU200性能限制,不清楚实际是否更小。 2. 测试条件同1,中心频率改为70MHz 可见奇次谐波,幅度很大。 3次-10dBc,5次-18dBc,7次-20dBc,9次-24dBc,21次-35dBc。 看来70MHz发射必须加上低通滤波器才能满足要求。 3. 测试条件同2,频谱仪Span改为120MHz,观察发射频点附近的杂散、 可见中心频率附近没有明显的杂散信号。底噪受限于CMU200性能,只能测到-45dBc,满足要求。 4. 发射频率设定2025M,I通道传入固定数值1.0,Q通道传入固定数值0,频谱仪测量相位噪声。 换算后的相位噪声: 100Hz -75.3dBc/Hz 1kHz -90.8dBc/Hz 10kHz -108dBc/Hz 100kHz -109.1dBc/Hz 1MHz -117.6dBc/Hz 使用abracon公司的在线计算工具,积分得到相位抖动346fs RMS。 对应2025MHz频率,此为0.25° RMS的相位噪声,满足要求。


引用 虎哥: 频响很难突变(意味着高q值),最后一图似乎也有问题。我也不知道如何解释,可能要考虑机械系统的影响,喇叭和麦克都有非线性。 声卡的出入端口应做直通校准。 继续测试了下,顺便发现了个gnuradio的一个bug 这是用噪音源测试的声卡本身的直通频响。 由于声卡输入和麦克风不是一个端口,所以数据可能不太适用于主贴的情形 (附件:278137) 不过仍然可以看出,声卡本身的频响是比较平坦的。 但是将图中的噪音源换成信号源,神奇的现象发生了 (附件:278139) 本身幅度为1的正弦波不知道为何“变大”了,幅度超过了1的范围,经过audio sink的时候顶峰被削平,变成了类似方波的声音,大概1秒左右后恢复正常 (附件:278138) (附件:278140) 但是如果在信号源后连接一个示波器,则示波器上看到的信号是全程正常的,因此可能是audio sink的问题。 (附件:278141) 这个图的问题就更诡异了。两个0.5幅度的信号源无论如何怎么相加幅度也不会超过1的,只有在刚启动流图的时候相位频率完全相同,此时相加后和一个幅度为1的信号源等价。 神奇的现象再次发生了 (附件:278142) 不但产生的现象与上面一个图相同,而且这次除非手动调节两个频率的拖动条,这个现象不会自动消除。 这个图本来是用于测量耳机-麦克风系统非线性造成的谐波和互调干扰的,但是经测试,除非出现“削峰”的情况,这两个现象都比较微弱,难以从频谱图中观察到。 但是将如果如果将主贴流图中的噪音源幅度调整到1以上以人工制造削峰,除了曲线有些变形以外,无法重现主贴的现象,唯一可能的就是晚上楼下定时开机的巨响无比的抽水机的噪音了。 --------------------------- 和主贴一样的时间,抽水机又开机了,单独测一次麦克风录到的噪音。 (附件:278143) 感觉貌似还是不太对。。还是以扫频得到的结果为准吧。




按:本文原标题《没有绝对安全的系统:写在AES 256破解之后》,转载自阿里聚安全博客,作者cyxu。论坛编辑没有对文章进行学术检验,不代表编辑的观点,仅供参考。 AES 256被破解了? 对于TLNR(Too Long, Not Read)的读者来说,先把答案放在这:是的,但也不尽然。 事件回顾如下:前几日在互联网上转发的一条题为“AES 256加密被破 一套1500元设备5分钟内搞定”的新闻引起了各界的关注。新闻在国内各大媒体转载,热门评论里不乏各种被高赞但实际上并不正确的说法:有说是字典攻击无线信号,和破解AES是两回事的,也有所是根据无线电特性来攻击的,和AES没关系的。还有想搞个大新闻的媒体直接说是路由器被破解,甚至还说成了5分钟破解任何WiFi密码的,唯恐天下不乱。 实际上这次的破解来自Fox-IT [1],确实攻击了AES算法本身,利用了电磁辐射泄露的信息,可以实现无线攻击(隔墙有耳)。这样的攻击形式称为旁路攻击(Side Channel Attack),在学术界和工业界已经研究了20多年,是一种较为系统完善的攻击方法,此次攻破AES256的方法是利用电磁旁路信号来完成差分功耗分析(DPA),获取了密钥。从介绍本身来看,是一个很不错的工作,但不是AES首次被破解,AES 128早就可以用类似的方式破解,AES 256在DPA看来,和前者没有本质差异,在实验室中早已破解。当然也做不到5分钟破解任何WiFi密码。原因是SCA需要一定的物理条件,目前AES算法本身还是安全的,不必惊慌过度。 背景知识 以AES为例,AES是高级加密标准Advanced Encryption Standard的缩写,是美国联邦政府采用的一种分组加密标准,也是目前分组密码实际上的工业标准。AES广泛使用在各个领域(当然包括WiFi的加密过程),实际上目前主流的处理器中广泛包含了AES的硬件加速器(低至售价几美元的STM32中有CRYP [2],高至售价上千美元的Intel CPU中有AES-NI [3])。对于这样一个成熟的密码学标准,密码算法本身设计的十分完善,传统的差分分析,线性分析等方法基本上不能在有限复杂度内完成,AES在理论上是安全的。但是正如本文标题描述的那样,即便有绝对安全的算法,也做不到绝对安全的系统。唯物辩证法中有联系的普遍性和多样性原理,现代密码系统在设计上理论安全,并不能替代密码系统的实现安全性。攻击者可以在不干扰密码芯片运行的前提下,观测时间,功耗,电磁辐射等旁路泄露,然后结合算法的实现进行密钥还原,实现所谓的旁路攻击。对于旁路攻击的防御,涉及到密码算法实现安全性这一范畴,很显然,这次攻击成功的AES 256,表明实现安全性的研究还有很长的路要走。 这里简要介绍一下AES算法。AES算法包含了多个轮,每一轮(除了最后一轮)中,都有4个步骤[4][5]: (1)AddRoundKey—矩阵中的每一个字节都与该次回合密钥(round key)做XOR运算;每个子密钥由密钥生成方案产生。 (2)SubBytes—通过一个非线性的替换函数,用查找表的方式把每个字节替换成对应的字节。 (3)ShiftRows—将矩阵中的每个横列进行循环式移位。 (4)MixColumns—为了充分混合矩阵中各个直行的操作。这个步骤使用线性转换来混合每内联的四个字节。最后一个加密循环中省略MixColumns步骤,而以另一个AddRoundKey取代。 AES流程图 接下来留意2个数字,2^256(2的256次方)和8192。2^256是整个密钥空间,这是一个相当大的数字,表明如果要一个一个猜密钥,需要这么多次才能确保猜对,这个数太大了,所以没法猜,暴力破解不可取。 但如果是猜8192次呢,这个数字对于计算机来说就完全可以接受了。怎么猜才能在8192次中猜对呢。信息论告诉我们,必须有额外的信息输入。简言之就是分治的思想:一个一个猜。256 bits的密钥,也就是32个Bytes,如果逐字节猜,每个字节有256种可能,32个字节需要256*32 = 8192次猜测就可以了。 而芯片工作受限于位宽和算法实现,是不会一次完成整个256bits密钥的处理的,正如饭要一口一口吃,数据也是逐字节处理的,这就给我们我们逐字节猜提供了实现依据。 本次旁路分析依然按惯例关注其中的非线性环节SubBytes。所谓的非线性替换函数,在实现中就是一个查表操作。查表操作的输出(S-box output)是攻击点。当然算法的优化会合并一些操作以提高运算速度,这里攻击者可以偷着乐。原因是虽然优化需要做大量的工作,但实际上,最终结果还是查表,查较大的表和较小的表,在旁路攻击中没有实质的区别。AES 128和256的区别也是轮数,密钥长度的区别,查表操作本身是没有本质变化的(划重点)。 接下来用一张关系图来说明各要素的关联。 AES的输入是密钥和明文,对于攻击者来说,明文已知,密钥未知,也是分析目标。 接下来初始密钥和明文会进行一个异或操作(首次AddRoundKey),得到的值,作为查表索引输入,进行查表操作,注意到查表的数据是和密钥和明文的异或有关的。而明文已知,查找表本身固定已知,异或运算又是简单的可逆运算,所以可以认为查表的输出和密钥有关。查表操作在现代计算机体系结构中是一次访存操作,那么,地址和数据都会出现在总线上。如果能知道总线上是什么数据,就可以简单的反推出密钥。接下来考虑总线是什么?低频上看是导线,射频上看是天线,对于安全分析人员来说,天线都是个好东西。高速数字电路的信号翻转,包含了丰富的频谱分量,会辐射到芯片外部。理论上能准确探测到这样的辐射,就能完成攻击了,so easy。 当然,在实践中,呵呵。 问题一方面出在测量精度上。实际上我们并不能如此高精度地测量电磁辐射。我们可以测量的是电磁辐射的相对高低。例如1根导线上信号翻转和8根导线上信号一起翻转,就有明显的信号强度差异。这里涉及到一个术语称为泄露模型(model of leakage),描述泄露的情况。这次攻击使用了Hamming distance模型,也就是说信号跳变程度是可以观测的,这在电磁旁路分析中也是较为常见的建模方式。 问题另一方面出在信噪比。(即便用上雅鲁藏布江的水电),环境中始终有大量的干扰,提高信号质量的方式是多次测量,然后通过相关性分析的方法提取统计上的最大相关性。 还有一些问题限于篇幅这里不展开,反正DPA都很巧妙地解决了: (1)首先输入一个明文,在加密过程中,明文会和密钥的第i个字节异或,输入到查找表中查表,查表结果会出现在总线上,然后产生电磁辐射。这个过程是真实物理发生的,在此期间使用硬件记录这个电磁辐射。 (2)分析软件模拟计算过程(1),当然因为不知道密钥的第i个字节具体数值,每一种可能都要算,利用泄露模型计算256个模拟的电磁辐射相对值。 (3)变换不同的明文重复(1)和(2)的过程,得到N次结果。一共有N个实际测量值和N*256个计算值。 (4)使用相关性分析的方法,比对这256种猜测中,和实际测量值相关性最大的猜测值,就是实际上密钥的第i个字节真实值。 (5)重复(1)到(4),分别猜测32个密钥字节,得到完整密钥。 以上就是电磁/功耗差分分析的主要流程(通俗版)。由于密码芯片在加密过程中,是逐字节处理的,而处理每个字节的时候,都会有电磁信息的泄露,给了攻击者逐字节猜测的机会,从而可以在前文提到的8192次猜测中完成破解。实际分析中,还会遇到很多的困难,接下来看看Fox-IT的专家是怎么完成这次攻击的。 实战 以下是Fox-IT的专家给出的攻击流程。 首先使用射频采集设备采集目标芯片的电磁辐射,混频量化后存储到分析计算机中。分析计算机首先对采集的信号进行预处理后,使用上述DPA的方式得出密钥。 攻击的目标硬件为来自Microsemi的SmartFusion2,这是一个混合了ARM和FPGA的SoC。攻击针对的是ARM部分,一个Cortex-M3的内核。目标软件是来自OpenSSL [6]的AES 256实现。虽然SoC是一个混合芯片,但是只是用了ARM部分,Cortex-M3是很经典的ARM core,软件上也是OpenSSL的标准实现,可以认为这样的攻击很具有代表性。 SmartFusion2 SoC FPGA 结构[7] 接下来看看信号链部分。 首先是天线。理论上,设计天线是一个非常严谨且套路很深的活,比如下图只是冰山一角(图片来自网络)。 回到实践中,下图是本次攻击中使用的天线。 就是一根电缆外加胶带“随意”制作的环状天线。 攻击场景如下: 绿色的PCB是目标板,环状天线悬空固定在芯片上方,信号通过了外部的放大器和带通滤波器,这些都是标准的工业器件,价格也不贵。 比较有意思的是采集设备,通常时域采集可以使用示波器,或者专用的数据记录仪,再不济也得用个USRP之类的软件无线电设备。Fox-IT的专家一开始自然也是这么考虑的。 图中左边是专用的数据记录仪,傻大粗,价格倒是很美丽。中间是USRP板子,这个板子的性能够用,价格也是一般的研究机构或者个人可以承受了。有趣的部分在图中右边,这个标识为RTLSDR的USB小玩意玩无线电的小伙伴一定不陌生。实际上国内也有卖,价格只需要几十到上百人民币。本次研究表明,这么一个入门级的小东西已经完全可以用来完成攻击。 上图就是用上述硬件观测到的AES模式,可以清晰地看到I/O操作之间的AES加密流程,包括Key Schedule过程和14轮的操作,都是清晰可见。 接下来是分析过程,这方面,文献[1]中并没有详细介绍。但是DPA是一个比较标准的套路,他们也使用了业界标杆级的软件Riscure's Inspector,因为可以结合笔者的经验来谈一谈。 首先是信号预处理,这部分主要包括数字滤波,复信号转为实信号,当然也包括重采样,截取等步骤。还有一个比较重要的过程是不同traces之间的对齐,比较简单的方法是使用滑动窗和相关性分析的方法,使得所有traces能够精确对准。 接下来就是真正的DPA了,这在Inspector软件中有标准的模块,反而不需要自己实现。不过也有一些技巧,文献[1]中就提到了一个。为了快速验证采集到的电磁信号和设备功耗有直接关联,以及采集的位置是否正确。使用输入的明文(或输出的密文)和采集的trace做一次相关性分析,并验证泄露模型是否有效。 这条相关性曲线说明了数据和信号之间确实有相关性的点,即确实可以从采集的信号中检测到数据。 接下来就是猜测密钥了,下图中相关性最高的猜测就是正确的密钥。实验表明SmartFusion2中,泄露来自AHB,这是符合预期的。因为AHB连接了Cortex-M3和片上RAM,查表操作就是M3内核访问RAM的一个操作。相比于简单的MCU,这里还要考虑cache的影响,对于指令cache,使用Hamming distance模型即可,而SmartFusion2为了和FPGA模块连接,考虑到数据一致性而没有设置数据cache,这也算是简化了攻击者的工作。 以上操作在几厘米之内探测电磁信号就完成了整个攻击过程,硬件成本小于200欧元(约1500人民币)。实际上这些硬件在国内购买的话,完全可能低于1000元。 在软件方面,Inspector是商业软件,需要支付授权费用。好在核心算法早已是公开的,可以自己编写,也可以使用便宜的解决方案,所以这方面的费用不计在总价内也是可以理解的。 局限性 通过梳理整个攻击流程,我们可以总结出这类旁路攻击的先决条件,也是它的局限性所在。 (1)必须完全可以控制目标设备,给它输入不同的明文,控制其完成加密操作。 (2)必须可以接近到目标设备,因为要测量设备的物理属性(电磁特征),究竟距离多近需要看现场的电磁环境。 (3)必须熟悉目标设备使用的算法和实现细节。算法本身比较容易确认,实现细节很多设备不会公开源代码,但是密码学算法通常有若干标准实现,不难猜测确定。 要完成攻击攻击,条件(1)是基础,所以不用担心邻居家可以只通过旁路攻击来破解你家的路由器了。 条件(2)主要看距离要多近,这里有一些深入的研究。 前文使用的手工制作的环状天线,工作距离只有若干厘米,稍远一点就淹没在噪声里了。 于是(早已坐不住的)天线工程师制造了下图的PCB天线,它的性能好很多,可惜为了降低尺(jia)寸(ge),它的工作频率是400MHz。而SmarFusion2只能最高工作到142MHz。既然是研究,不如换个目标设备(就是这么任性),比如Xilinx的Pynq board就可以稳稳地跑在400MHz。实践表明,依然可以用RTL-SDR完成攻击。这次攻击可以在30厘米内完成,但是不要忘了需要采集400k条traces,而且是在一定电磁屏蔽的环境下完成的。 PCB天线 使用急救毯包裹的攻击环境 最后再冲击一下1米的距离,这需要在理想条件下完成。 首先,测试在微波暗室中进行,尽可能地排除了干扰信号。天线方面使用了盘锥天线,并保证了测量子系统和加密子系统之间的电气隔离。1米的距离很艰难的达到了,使用了240万条traces。这个理想实验证明了,在足够好的条件下,1米的攻击距离是完全可行的。 防御 旁路攻击之所以可以生效,主要在于密码设备泄露的旁路信息和操作的数据有关联性。在算法实现上,可以通过掩码(masking)或者隐藏(hiding)的方式来消除这种关联性。这方面的具体细节本文不再展开。在密码学算法这一领域,对于一般的应用或者系统开发者,是不推荐自己造轮子的。特别是不可以认为自己略懂密码学的算法,就去修改它们,一个简单的小修改,可能会破坏理论安全性和实现安全性,这些都不是普通的开发者可以做好的事情,还是用成熟的轮子最为靠谱。 以SmartFusion 2为例,完全可以不使用OpenSSL的算法实现,而使用带有保护的实现,例如Microsemi官方提供的FPGA实现。在电路级别上,功耗平衡等技术也可以从一定程度上解决这类泄露,使用专有的硬件来完成密码学操作,就可以很好地防御这类攻击了。 参考文献 [1] https://www.fox-it.com/en/insights/blogs/blog/tempest-attacks-aes/ [2] http://www.st.com/zh/embedded-software/stm32-cryp-lib.html [3] https://www.intel.com/content/www/us/en/architecture-and-technology/advanced-encryption-standard--aes-/data-protection-aes-general-technology.html [4] https://en.wikipedia.org/wiki/Advanced_Encryption_Standard [5] Pub N F. 197: Advanced encryption standard (AES)[J]. Federal information processing standards publication, 2001, 197(441): 0311. [6] https://www.openssl.org/ [7] https://www.microsemi.com/products/fpga-soc/soc-fpga/smartfusion2 [8] Mangard S, Oswald E, Popp T. Power analysis attacks: Revealing the secrets of smart cards[M]. Springer Science & Business Media, 2008.


DSM-8103是TOA公司推出的一款指标优秀的超级大电阻/超微电流计,具有3×10E-16Ω的超高电阻量程和0.1fA的超微电流分辨率,是绝缘电阻和微少电流测量领域不可多得的计量仪器。 最近一段时间,有幸买到了两套该机型,准确的说是买一送一吧,因为其中一套被上上家的不当操作给搞的模拟板变压器烧掉了。一是为了维修,二也是为了大家能一睹这台神器的风貌,于是对其进行了拆解。 好了,废话不多说,还是按照从零到整的顺序贴上拆解美图。 首先来一张正脸,外观设计还是很漂亮的: 下面正式开始: 首先是最核心的微电流测量模拟板: 模拟板接口板,上面有隔离通信光纤收发器: 模拟板安装在机箱内: 然后是电源板,用来产生测量高阻所需的可编程高压电压: 电源板安装在机箱内,占了很大一部分: 测试输入端子,是安装在特氟龙绝缘板上的: 下面就是数字板部分了: 装好了: 数字板电源和电源输入板: 全部安装完毕: 啊嘞,等等,好像少了什么东西?对了,正是烧毁的模拟板电源变压器: 这个变压器还是比较复杂的,有着特殊的铁芯和很多组高低压输出,我在考虑要不要直接找厂家订做了,毕竟想要手绕这货实在是太麻烦了。 这是另外一台完好的机器: 还是正脸: 靠近一些观看: 开路电阻: 100G电阻还没到,先取了一只300M的进行测试: 测试航空级耐高温线材的绝缘电阻和漏电流: 完,感谢欣赏! 要回帖哦!!!!!! [groupid=348]古人[/groupid]





解读频谱分析中100% POI 的误区 泰克公司,原载《中国无线电》。原文错误很多,本站发布时有较大改动。 引言 二十年前,第一代实时频谱分析仪诞生,“触发、采集、分析”成为主打词。然而当时人们在理解实时频谱分析技术时,往往忽视了“触发”,却更多地关注采集与分析,特别是所谓的“无缝采集”,使得许多人误解为只要实现了“无缝”采集,就是所谓的实时。八年前,当DPX数字荧光频谱推出后,100% 侦听概率(POI)的概念又成为新的主打词,随后又被广泛接受,多款具有“余晖”技术的频谱分析仪也应运而生。在这些频谱分析仪中,100% 侦听概率指标最优的达一点几微秒。 最近市场上又推出一款号称具有1微秒100% POI指标的便携式频谱仪,它也是建立在IQ分析基础上的,很难想象价格仅相当于前面提到的那些频谱仪四分之一的便携式频谱仪具有这种逆天的指标。实际上这种不切实际的指标的提出,是对100%  POI指标理解的误区。为此,我们很有必要深入解读什么是频谱仪100% POI指标。 一.   100% POI 的定义 什么是频谱仪的100% POI 指标?简单来说,就是频谱仪在分析带宽内,自由运行状态下,以100% 的概率发现频域中的事件,该事件所需最短的持续时间。100% POI指标是一个时间值,比如这个指标为125us,即表示该频谱仪在自由运行状态下,可以在分析带宽内,以100% 的概率发现频域持续时间大于125us的事件。那么如果一个事件在频域里的持续时间小于125us,比如50us,那么这台频谱仪是否就不能发现这个信号?非也,这台频谱仪仍然可能发现这一事件,只是概率降低而已。 这里特别强调了自由运行。图一示意出市场上的两种频谱仪的原理框图。上图是传统的扫频频谱仪原理框图,下图为IQ分析仪或矢量信号分析仪实现频谱显示的原理框图。传统扫频频谱仪几乎都工作在自由运行模式(除了某些特定的模拟触发运行)。 图一 不同频谱仪原理框图 扫频频谱分析仪在某一跨度下的扫描时间,就是该频谱仪在该跨度下的100%  POI指标。对IQ分析仪,其100% POI指标则是以该类仪器在某一跨度下自由运行时频谱的刷新时间来确定。 IQ分析仪实际上有两大功能,一是IQ分析(矢量信号分析)功能,这应该是IQ分析仪的主要功能,二是频谱分析功能,其主要机理是FFT。从这一点来看,IQ分析仪的频谱分析功能实际上只是它的“副业”。在做IQ分析(矢量信号分析)时,IQ分析仪工作在采集模式下,即采集一定时长的IQ数据后,再做离线的IQ分析(矢量信号分析),这些分析中当然也包括频谱分析。这种采集模式可以重复运行,即IQ分析仪首先进行一个单次采集,完成全部离线分析后,再按相同条件重复采集,重复离线分析。 如何理解“自由运行”呢?这一点我们将在下一节详细讨论,简而言之,IQ分析仪的自由运行,是它在仅显示频谱功能时,在设定的RBW状态下,仅用必需的采集时间采集IQ数据,再做FFT显示频谱。也就是说,此时所有的信号必须毫无间断的进行FFT处理,而不允许采集一段,处理一段,再采集一段……这种中间有任何间断的方式。 二.   IQ 分析仪中的频谱显示 IQ分析仪的频谱显示,其基本原理是FFT。本节中我们将对IQ分析仪中的一些重要参数做深入地说明,因为这些参数在扫频频谱仪中是没有的。IQ分析仪中的重要参数有两类,下面分别介绍。 a)   与采样定理相关的参数 首先需要说明的是采样定理,因为FFT频谱的前提是采样及A/D转换。采样定理说的是在进行模拟/数字信号的转换过程中,当采样频率大于信号中最高频率(可以理解为信号的带宽)的2倍时,采样之后的数字信号可以完整地保留原始信号中的信息。一般实际应用中通常采样频率为信号最高频率的2.5~10倍,这中情况被称为过采样。 采样定理已经在仪器界被广泛应用,数字存储示波器是采样定理最直接的应用。由于示波器需要在时域中测试信号的细节,因此示波器的采样频率通常高于带宽的5倍以上。IQ分析并非直接应用采样定理,而是将采样后的IQ数据对做各种数学变换,从而得到分析结果。因此,任何数字存储示波器都可以做IQ分析,但本文提到的IQ分析仪专指以频谱分析为基础的分析仪器。IQ分析仪的频谱显示,虽然无需观测时域中的细节,但仍需要稍微的过采样,其合成后的采样频率一般高于IQ分析仪分析带宽的2.5倍。 在IQ分析仪中,有两个参数与采样定理相关:采样率与分析带宽,因此我们首先对这两个参数做进一步阐述。 i.     采样率与时域的时间分辨率 采样率即采样定理中提到的采样频率,它一方面决定IQ分析仪的分析带宽,另一方面决定IQ分析仪时域的时间分辨率。时域的时间分辨率是采样率的倒数。IQ分析仪的时域分辨率,影响其分析脉冲信号的最小脉宽指标。比如采样率为150Ms/S,其时域的时间分辨率为6.7ns,在做脉冲分析时,每个脉冲顶端应至少有三个样点才能分辨,因此该IQ分析仪最小的脉冲分辨率为20ns。 需要指出,IQ分析仪在采样时,将输入端的RF信号分为I、Q两路分别采样,对输入端的RF信号的采样率相当于IQ分析仪标称的采样率的一倍。比如某IQ分析仪标称的采样率为200Ms/S,相当于对RF输入端的采样率为400Ms/S,但该IQ分析仪的时间分辨率并不能改善,仍为5ns,而分析带宽应该按照RF输入端合成后的采样率来计算。按照采样定理,该IQ分析仪理论上具有200MHz的分析带宽,但实际上该仪器标称的分析带宽为165MHz,这就是前面提到的过采样。 下面我们具体说明一下IQ分析仪另一个参数 – 分析带宽。 ii.分析带宽 IQ分析仪的分析带宽,一方面受其前端RF通道带宽的影响,更主要的是受采样率的影响。上节提到的数字存储示波器,通常具有几个乃至上百GHz的采样率,理论上的分析带宽可以超过1GHz。但示波器的A/D位数很少,所以动态范围很低。本文所指的IQ分析仪,其分析带宽通常比较小,目前业内最宽的分析带宽不超过500MHz,因此RF通道的影响可以忽略。由于IQ分析仪都采用过采样,其分析带宽都小于标称的采样率。比如一款便携式IQ分析仪,采样率为28Ms/S,合成采样率为56Ms/S,但标称的分析带宽为20MHz,而不是28MHz。IQ分析仪标称的分析带宽是其最大的指标,当IQ分析仪的分析带宽被设定为小于其指标值时,IQ分析仪的采样率会做相应的调整,即其采样率会降低。 iii.采集时长 前文已叙,IQ分析仪的主业是IQ分析(矢量信号分析),这些分析实际上是离线进行的,也就是说IQ分析仪在分析带宽内,以其标称的采样率,按照设定的时长,采集一段IQ数据对后,所有的分析都是基于这采集下来的IQ数据对进行的。采集时间越长,其离线处理各种分析结果所需的时间也就越长。如果IQ分析仪的采集时长被设置为500ms,那么首先要将这500ms IQ数据对采集下来,这必然要耗时500ms。如果对这些采集下来的IQ数据对做矢量信号分析,其耗时与计算量的大小及CPU处理能力相关。在处理的时候可以同时进行下一次采集,处理完以后,再计算下次采集到的数据。因此,只要处理需要的时间超过采集的时长,那么仪器就不得不丢掉一些时间的数据。 IQ分析仪的最大采集时长与其采集内存及采样率有关,比如对150Ms/S采样率的IQ分析仪,1GB内存可以最大采集1.7秒的IQ数据对,4GB内存可以采集7秒的IQ数据对。当然,如果真采集1.7秒的IQ数据,将需要半个小时以上处理数据,100% POI指标根本无从谈起,因为这种模式本身是用来分析信号特征的,不是用来发现异常信号的。 b) 与FFT相关的参数 采样率、分析带宽以及采集时长,这些参数本身还未涉及到FFT,下面我们将深入阐述IQ分析仪与FFT相关的一些参数。 i.FFT 点数与频谱的RBW IQ分析仪做频谱显示时,FFT的点数将与其显示的频谱的RBW相关。IQ分析仪在显示频谱时,设定SPAN后,其RBW=SPAN/FFT点数。 ii.  FFT 窗函数 FFT变换后,IQ分析仪在做频谱显示时,需要加窗,这一点我们可以用图二加以说明。 图二第一行表示FFT前的原始信号被用方框长度进行FFT变换,第二行表示窗函数的概念,第三行是不加窗函数与加窗函数的信号对比,第四行是不加窗函数与加窗函数的信号对比。实际上,在不加窗函数时,如果FFT的起始点刚好在正弦波的零点,则加窗与不加窗显示的频谱是相同的。关键是被测信号通常是非周期信号,如果不加窗,必然产生频谱的畸变。 图二 常见的FFT窗函数如图三所示,对不同特点的信号,有最佳的窗函数与之适应。对某些特定的信号,窗函数不同,得到的频谱会截然不同。一般情况下,凯撒窗是首选。 图三 不同的窗函数具有不同的窗口因子,窗口因子将决定IQ分析仪显示频谱时的频域时间分辨率。 iii. IQ分析仪频谱的时间分辨率 IQ分析仪在显示频谱时,FFT的长度与RBW相关,按照频谱仪的操作习惯,我们通常设定RBW,而不是FFT长度。当SPAN与RBW设定后,FFT长度也就确定下来。一个FFT长度,实际上占用了一段时间,这段时间称为频谱时间,即一个FFT频谱所占用的时间,也称为IQ分析仪的频谱时间分辨率。 IQ分析仪的频谱时间分辨率Tsp,仅与设定的RBW及FFT窗函数Wf有关,与其它参数无关,具体公式为Tsp=Wf/RBW。以10KHz RBW为例,设定不同的FFT窗函数,将得到图四中的频谱时间分辨率。 图四 由Tsp公式可知,IQ分析仪的频谱时间分辨率与RBW成反比,这就形成一个矛盾。如果要获得高的时间分辨率,RBW就要增大。比如图四的例子,如果RBW改为1MHz,则时间分辨率将提高100倍,即凯撒窗2.23us,矩形窗0.89us。 由此可见,在可以容忍的RBW大小下,IQ分析仪的频谱时间分辨率通常为几百微秒的量级。为了提高时间分辨率而又不至于降低频谱分辨率,IQ分析仪往往采用帧重叠技术。 iv.  帧重叠 所谓的帧重叠,是IQ分析仪对采集后的IQ数据对做FFT时,后面的FFT以一定的比例与前面FFT帧重叠。这种说明比较抽象,微秒用图五加以示意。 图五 图五中上半图为不加帧重叠的FFT,下半图为加了帧重叠的FFT。同样以凯撒窗10KHz RBW为例,不加帧重叠,其频谱时间分辨率为223us,加50%帧重叠,其频谱时间分辨率将减半为112us,如果加99% 帧重叠,则频谱的时间分辨率将为2.23us。帧重叠最直观的效果,可以在三维频谱中直接体现。 图六 图六为三维频谱的帧重叠对比。对一个1024点的FFT所形成的三维频谱,图六顶端为无帧重叠情形,此时频谱的时间分辨率为20us,图六中部为768点帧重叠即75%帧重叠的情形,此时频谱的时间间隔由1024点降低为256点,频谱的时间分辨率提高到5us。图六下端为960点(94%)帧重叠的情形,此时频谱的时间间隔降低为64点,频谱的时间分辨率提高到1.25us。 FFT窗对帧重叠是有影响的。此外,帧重叠虽然可以提高频谱的时间分辨率,但同时会让一个本来只出现在一帧中的事件拉长至若干帧之中,这就是时间扩散效应。图六中,低端跳频边缘因为扩散效应而模糊。 c)   IQ分析仪采集模式下的频谱显示 有了前文所述FFT的基本概念,下面就来看看IQ分析仪如何进行频谱显示。采样定理指出,只要采样率高于带宽的一倍,采集下来的信息在采集带宽内不丢失任何信息。IQ数据对一旦采集下来,则可以还原出任何RBW的频谱。 用实例加以说明最为直观。 图七 图八 图七为某IQ分析仪采集模式下以中心频率2.4GHz,采集带宽20MHz,采集10ms时长的频谱显示。在测试时,RBW设置为1MHz。但针对采集后的IQ数据,暂停测试进行后分析,我们可以将RBW设置为10KHz,得到图八的频谱。图八的频谱显然与图七不同,但它们用到的原始IQ数据对是相同的。 IQ分析仪在采集模式下,当采集时长进入毫秒级时,连续运行时会出现中断现象,这是因为IQ分析仪首先要采集毫秒级的时长,然后进行FFT频谱显示,最后再次采集,这中间至少间隔几个毫秒,造成中断现象。这一点我们依然用实例加以说明。 图九 图十 图九是某IQ分析仪自由运行时的三维频谱,可以发现其三维频谱是连续变化的曲线。图十是某IQ分析仪针对同一信号进行采集模式的三维频谱显示,从三维频谱看出,该IQ分析仪两次采集之间是中断的。 通过以上分析,我们可以对IQ分析仪采集模式下的频谱显示做如下总结: 1.IQ分析仪采集模式下,采集带宽内的信息不丢失。 2.IQ分析仪采集模式下,频谱是后处理得到的,其不丢失的信息仅仅是采集时长内的信息。 3.IQ分析仪采集模式下,连续运行时,两次采集之间是有间断的,间断时间随采集时长及分析的复杂程度而不同。 从以上结论可知,IQ分析仪的采集模式,不能及时发现采集时长以外的信息,因此100% POI 指标也就不存在。如果硬给这一指标,则应该是其连续运行时,两次采集处理间隔时间,这一时间可能是几百毫秒,甚者是几秒。 d)  IQ分析仪的频谱显示的自由运行模式及其100% POI 在自由运行状态,IQ分析仪将按照传统频谱仪进行参数设置,即中心频率,跨度及RBW。通常频谱仪的跨度与自动RBW之比为1000:1,因此设定中心频率及跨度后,RBW将自动设定。此时,IQ分析仪FFT窗函数通常自动设定为凯撒窗,按照频谱分析时间分辨率Tsp=Wf/RBW,则此时间将是IQ分析仪频谱显示自由运行时的最短采集时间。 举个例子,如果IQ分析仪跨度设定为100MHz,此时RBW将为100kHz,则频谱的时间分辨率将为22.3us。这将是该IQ分析仪理论上的100% POI指标。实际上,IQ分析仪采集22.3us数据后,还要进行FFT及显示处理,这些时间将远大于采集时间。通常IQ分析仪自由运行状态下每帧频谱显示的刷新时间在毫秒级,因此其100% POI指标通常为毫秒级。 IQ分析仪的100% POI指标能否提高?答案是肯定的,就是采用余晖技术。下面我们详细讨论余晖频谱技术的原理及其100% POI指标的计算。 三.  余晖技术中的100% POI的计算 a)   正常余晖技术及其100% POI 余晖技术是利用IQ分析技术显示频谱的仪器在自由运行状态下,短时间内累积显示数以万计的频谱图,累积效果用位图的颜色来表示,将频谱快速变化的过程清晰地展现出来。IQ分析仪在做余晖频谱显示时,首先将显示转化为一定点数的位图(MxN),每做完一次DFT,就向位图缓存中送出一个位图,这个位图与以前的位图叠加,某个像素点上出现的次数,将用不同的颜色体现。这些累计的位图按照一定的时间被显示到屏幕上,余晖频谱便出现了。(图) 图 位图累计的时间通常以一秒为单位,比如每秒累计292000次,390625次或10000次5000次等。为了改善视觉效果,台式IQ分析仪通常每20毫秒显示一次位图。比如上面提到的每秒叠加390625个DFT的IQ分析仪,每20毫秒将累计78412个DFT。 在计算100% POI时,我们可以这样考虑。以每秒390625个DFT为例,只要这些DFT中的一个包含特定的频域事件(实际上就是频谱),该IQ分析仪就可以100%侦听到它,换算成时间相当于2.5us。当然,还有一些别的处理时延,因此该款IQ分析仪给出100% POI的指标为2.7us。再以另一款具有余晖频谱功能的便携式IQ分析仪为例,该款仪器每秒累计10000个DFT,相当于100us,加上处理的时延,给出100% POI指标为125us。 由此看来,余晖频谱的100% POI指标,取决于该仪器等效每秒钟累计的DFT次数。如果要提高DFT次数,就需要较短的DFT字长或者较多的重叠帧(因为采样率是有限的),这又会损失频谱分辨率。受各种因素制约,目前业内最大值一般小于每秒四十万个DFT。 b)  后处理余晖显示 最近,市场上新近推出一款便携式IQ分析仪,声称具有余晖显示功能,并且100% POI指标达1us。那么它是否具有这样的指标呢?答案是否定的,因为实测时,用汽车遥控钥匙对该仪器余晖频谱功能进行验证时,发现这种普通频谱仪都能发现的信号,该仪器的余晖功能却很难发现。为此,我们有必要分析一下该仪器的余晖显示原理。 从该仪器的产品资料看,该仪器的采样率为32MHz,在20MHz分析带宽内,采集时长为7.8ms,共250000个IQ对。其1us的100% POI的前提条件是256点FFT,87.5%帧重叠。 那么该仪器如何实现“余晖”显示的?实际上,该仪器采集7.8ms IQ数据对后,按照上述条件,共可以得到9765个重叠的FFT,该IQ分析仪将这九千多个FFT按照余晖的显示方式进行显示,得到所谓的“余晖”频谱。这种计算实际上非常耗时,如果连续运行,势必造成两次7.8ms采集间的间隔大于1秒(图十一)。 图十一 通过以上分析,该仪器给出的1us,其实是7.8ms采集的IQ数据对的频谱时间分辨率。实际上,在这7.8ms内是不丢失信息的,所以在这7.8ms内,也的确是100%POI的。但是,真实的100% POI,应该考虑其两次采集的间隔,将所有时间都考虑进去。这个时间没有指标,也不确定,通常为秒级,这就是该仪器无法发现汽车遥控钥匙信号的原因。

习惯的理解无需解释,比如扫描频谱仪的无缝采集是指他的循环扫描在时域上没有中断,而不是扫描一次,歇一会儿,然后再扫下一次。此条件下信号只要长于一次扫描所需要的总时间,就必然能被截获。如果信号短于一次扫描所需要的总时间,被截获的概率就会小于1。 对于实时频谱仪,任意信号能够被准确测量的最短时间长度就是单次FFT的时间长度的某个倍数,如果任意连续次FFT之间既无缝隙也不重叠,那么就是2倍;如果有重叠,则倍数趋近于1。如果有缝隙,那就要看缝隙有多长了。 楼上在时域上对“截获”进行定义更科学。在频域上“正确显示”的前提,是信号在时域上长于测量原理能够正确运转所必须的最短的取样时间。对于扫描频谱仪,尽管扫描时间很长,但对于扫到的每个频率,它的取样时间却很短,此时拿取样时间来说截获就会出现荒谬结论,也许这就是楼上翻来覆去拿扫描频谱来说事的原因。此时,可以把没有在某频率取样的时候的其他扫描时间,都视为这次取样的“准备时间”,他也应当属于取样时间的一部分,这样的话,取样时间就等于扫描时间(前提是无缝扫描)。对于RTSA和扫描频谱,如果采样有间歇或者扫描有间歇,这个间歇时间也应该算作上述“准备时间”,那么100%截获也就相应的延长……


首先请关注第一集 简单测量几种2.4G天线的SWR、阻抗和simth图 http://bbs.kechuang.org/read/79548 然后是本期SDP新购入的一款2.4G平板。 外观 SWR来看,是最好的一个。 紧接着,是真题。。。简易增益对比。 首先是被测天线和仪器的全家福 简单介绍下每个天线的情况 1:白色大正方形平板 标称2.4G 7dBi 2:黑色小正方形平板 标称2.4G 11dBi 3:黑色小长方形平板 标称2.4G 无数dBi(某宝上这个天线从10-14都敢标,本人已经无话可说) 4:白色小长方形平板 标称2.4G 7dBi 5:1/4 λ GP天线,不带匹配地网,准确谐振在2.44G上 测试方案: 使用KC901S矢网的S21模式,S1口使用1.5米长 外包不锈钢波纹管的 RADIALL馈线 连接参考天线5,S2端口使用1.5米长Megaphase TM26馈线连接被测天线,两天线间距离约10倍波长,馈线两端均固定在三脚架上。S21模式起始频率2400MHz,结束频率2600MHz,已对馈线部分进行直通校准。(由于环境限制,本地连续降雨月余,并还将继续降雨10天以上,无奈测试场地放在室内,面积30平方米,由于测试在室内进行,误差显然会比较大,但因为每支天线测试环境相同,所以虽然数值是不可靠的,但比较值仍然具有参考价值。) 测试时,保存每个天线的测试图像和各点参数,之后使用KC901S的载入功能,重现并读取数据。共取2400MHz 2425MHz 2450MHz 2500MHz 2550MHz 2560MHz六个数据点,由于901S的扫描点数原因,取最近似以上频率的点的数值。 下面是全段测试结果的截图 天线1 天线2 天线3 天线4 天线5 最后是读取数据点并用EXCEL进行简单分析的结果: 通过分析可以看出,天线1增益最大,2次之,4和GP增益接近,而天线3完全是“垃圾”。 后记:入航模圈子一年多来,发现各种天线玄学普遍,到处都是卖情怀,缺乏像玩无线电的HAM们这种量化测量的结果,到处都是凭感觉,负增益天线盛行还卖高价,希望能够通过几个帖子传递一些事实。


经典肉机Fluke8506A拆解多图 这台JJ是从朋友壕丁茶处淘得,但目前还未付完全款,不过现在先拆解开来供大家一睹经典肉机の美。 女仆16引狼 以下正式开始: DC Signal Conditioner 模块板: // 直流信号调理(模拟前端) Thermal True-RMS Converter 模块板: // 热有效值转换(这是8506的重点所在,福禄克高大上の热有效值转换技术) 古人注:好设计+壕用料 Active Filter 模块板: // 主动滤波器(有源滤波器好评) Fast R2A/D Converter 模块板: // 模数转换器+电压基准(机内肉最多的两个模块板之一,另外一个是前面提到的热有效值转换板) 古人注:壕用料,使用金封外壳+伊文合金电阻线的线绕电阻十分诱人。 Isolator Ext. Trigger 模块板: // 外部触发信号隔离板(用于需要使用外部触发信号进行测量的场合,比如多路基准扫描测试等) Controller 模块板: // 控制器(整机的计算机所在,CPU、RAM、ROM等器件均在此处,福禄克为这台机器使用了intel8080型CPU) IEEE-488 Interface 模块板: // IEEE-488(GPIB)接口板(供仪器仪表联机使用) 整机的电源部分: // 白色盖板下是变压器 整机的模块板: // 插接好时的样式 前面板: // 采用的是LED数码管显示方式,优点是不易老化,缺点是(貌似也不可以算是缺点)没有VFD显示屏的显示效果好,另外机子使用的接线柱也是非常赞的 后面板: // 有后部测量输入接口、GPIB界面接口和电源接口,校准控制开关也在此 结束: 感谢欣赏! @虎哥 @山猫 @cdefgabzym @game00over [groupid=348]古人[/groupid]


高压差分探头是一种用于测量两个非地的测试点之间的电压差的示波器探头。这类探头由于具有共模抑制能力,成为较大部件中进行非地参考、浮动或隔离测量的最佳选择。 据cnxunuo版主说,此类产品既要保证高压下的安全,又要做到波形不失真,要做好非常不容易。 拜奇侠版主所赐,我以较为便宜的价格拿到了micsig正在推广的一款差分探头,由于平时接触高压操作,这个价格又确实比较划算,遂买来参观下。 打开快递盒里面是个塑料手提箱,那啥气息有点浓厚哈~ 里面是所有产品内容和说明书 附带的一些挂钩和夹子,很实用的配件 这是探头本体 喜闻乐见的插头品牌,上面那些夹子等也是这牌的,价格不贵 BNC头 拿出来看看先 砸开 这是按钮 板子拿出来看正面 隔离电源,加了一个USB母座,应该也是供电用的,这样可以多只探头同时使用 切换衰减值的继电器 衰减电阻 统统塞回去 插上示波器 先看看示波器自带的频率源,看起来不错嘛,50X衰减了 两通道相减,出来的值在400mv左右,应该是噪声了,这个衰减值可以量到130V 然后是学熊孩子怼电插板 没有仔细评估指标,不过看起来还是不错的,产品设计可以匹配所有类型的示波器,模拟机也能用,外观细节工艺上有一些粗糙,不过也很对得起这个价格了。是一款不错的产品。


在一般DIY制作中,由于阻抗关系到天线的匹配,也就关系到天线的驻波,所以,通常把驻波调小,阻抗也就基本正确了。 但是在专门制作天线时,为了明确调试的方向,提高调试的速度和精度,需要测试天线的阻抗。 阻抗和驻波不同,通常说的驻波是标量参数,它与相位没有什么关系。而阻抗是矢量参数,它与相位有直接的关系。测阻抗其实就是测反射的相位,相位测量的准确度关系到阻抗的准确度。 但是,我们通常很难把天线的馈电点直接连接到仪器上,只能把仪器接在馈线的另一端。而馈线是有长度的,信号经过馈线,相位就会变化。例如,10MHz的信号,波长是30米。这个信号经过电长度为7.5米的馈线,相位就要移动90度。在测试时,信号两次经过了馈线,相位就会移动180度。通俗的说,如果天线是容性的,测出来就是感性。如果天线是感性的,测出来就是容性。 馈线长度较短时,相位移动会少一些,造成的误差减少。但是,短波天线架设得一般都比较高,馈线总是比较长的。即使1米长的馈线,在10MHz也会导致30度左右的总相移,测试结果仍然是完全错误的。可不可以用电长度为二分之一波长的馈线来让相位刚好转360度,从而消除影响呢?原理上当然没问题,但是,准备二分之一的馈线是件麻烦事,其次,由于每个频率的波长不一样,所以只有特定频率能刚好转360度,也就是说测试结果只能在特定频率有效。 测试天线的阻抗时,就必须要想其它办法。以下是一个例子: 首先看相位,测馈线电长度。如果有条件把馈线从天线上取下最好,如果不能取下,找远离天线谐振点的频率来读取就行了,这里测得馈线电长度约5.29米。 如果要求严格的话,可以再测出馈线的损耗。如果能用双端口法最好,如果不方便,也可以用单端口,取损耗的较小处,这里测得约1.1dB@109MHz。 然后我们先看看假设不消除馈线影响,得到什么结果(天线是144MHz的) 这是圆图 这是阻抗 如果不牢记“有馈线则不准”原则,很容易被上述错误的数据欺骗。 现在我们来把馈线消掉。首先把刚才测得的馈线电长度和损耗(回损的二分之一)告诉仪器 然后得到基本正确的测量结果。 这是修正以后的相位 这是修正以后的圆图 这是修正以后的阻抗 差别很大吧!如果按照没有修正的结果来调试天线,就有可能南辕北辙了。 用馈线补偿的方法来消除误差,可以得到基本准确的结果,能满足一般需要。如果想精确的消除馈线影响,可以在馈线末端校准,正规的矢量天线分析仪都带有校准功能。 这篇文章之所以没有用校准的方法来消去馈线,是为了更直观的体现馈线对相位的影响及其消除的原理。在制作天线时,原则上应该在天线的馈电点测量。以前这种测量很困难,现在不必真的在馈电点去测,就能够推算出在馈电点测量时的数据。如果天线前面存在巴伦或阻抗变换器,也可以在巴伦或者阻抗变换器的端口上测量,但最好的办法是把仪器接在这些变换器前面,然后在变换器后面进行校准。校准正确的情况下,短路或开路反射相频特性应当是一个比较稳定的角度。 此时再接到天线的馈电点,就能反映真实的情况。



CNMS报告正文.pdf 4.59M 101次 国赛展板.pdf 1.45M 33次 查新报告.pdf 114k 10次 写在前面 : 本文不允许转载,谢谢 在两年前,我曾发帖——碰撞质谱( http://bbs.kechuang.org/t/66861 ),本文可看作是那个帖子的续命篇,因为篇幅较长于是特开一新贴。顺便,本作品项目编号PA163015,在这里( http://castic.xiaoxiaotong.org/ )也有简略的报告。 文章内容 : 本文将包括关于我两年所建造的双平面质谱仪的详细介绍(主要以附件形式呈现)以及建造的一些经历碎碎念(本帖)。谢谢各位关注。 附件 : 《研究报告》包括了理论以及具体原理的介绍,很详细的介绍了双平面质谱。 《文件总录》里面有一些研究期间积累的日志,文本资料,工程文档,科技大赛要求提供查新报告等等等等。(在这里下载: https://yunpan.cn/c6pTR5BqfXUnc 访问密码 6457) 碎碎念 : 大概是三四年前我初一的时候,在网易云课堂上面看公开课,当时主要看的是些可汗学院、数学、电磁学之类的,回想起来那个时候也只能说是凑凑热闹。。。后来无意间在TED上看到泰勒威尔森造fusor的故事(部分物理五三封页也有他故事。。),觉得那很有趣,于是就有所计划去建造一台, 初二在fusor论坛上也了解了更多的资料,一为建fusor二为物理竞赛,就去看一些物理书,其实也没有超过普物水平。 但是后来就觉得去仿制一台并没有什么意思。后来就了解了质谱这种设备,通过阅读相关书籍(我们市图书馆这方面的书异常的多)就大致了解了一点,质谱这种直接操控粒子的技术让我感觉还是挺科幻的,于是就打算做一台。 一开始错误的以为质谱成本被电离源所限制,于是猜想使用粒子碰撞来电离,于是有了上个帖子《碰撞质谱仪》(现在回想一下二次离子质谱更靠谱。。),当时我分析理论个大概就很鲁莽的准备动手了。碰撞质谱后级需要一个滤速器来区分离子,最常见的组合就是用磁场和电场,这就需要一个强磁场(设计值是0.5T)。当时我联系售卖电磁铁的厂家询价,得知单个电磁铁要万余元。。我后来向这边一个大学申请帮助,询问是否有电磁铁可借用,然而至今没有回复。 于是就想着单纯用电场能不能起到过滤速度不同离子的作用,同时后来也渐渐知道了对于质谱仪来说质量分析器才是核心,于是后来就有了最后的双平面质谱仪,也放弃了碰撞室的设计。 大概在14年的10月份左右,理论大致成型了,于是就开始原型机的建造。起先是打算造台大机子的(并没有想着往小体积方向发展): 当时我买的第一单淘宝是这样的:买了2xz-4真空泵以及一些KF法兰组件,当时是因为分不清楚淘宝上的KF法兰尺寸究竟是那种(KF法兰有很多标准然而淘宝都不标注),所以先买少量进行测量。(2014年10月10日) * 测量完尺寸之后我就绘制定制件图纸,联系我们当地的机加工进行加工,因为当时是我第一次找人加工,只做了第一件,担心尺寸不合,后来发现是瞎操心。(2014年10月19日) 再后来玩开之后就做了一堆(2014年10月29日),话说这边机床还是挺价格实惠的,这么多只收了400左右。 以及当时我画图都是手绘+3d图的,居然一件没有加工错也是辛苦加工处的眼睛了。 为了放下这一台大机子,我当时在网上买了很多角铁搭了一个架子,计划把真空室、扩散泵、机械泵、电路、电脑都容纳起来,然而现在这个桌子被东拆西拆拼出了后来用的小号架子,其余变成一个杂物柜了。。(2014年11月1日) 这是当时制作的大型机的滤质器,体积大精度高,但后来我一般实验不用,因为之前设计事物两个电极离太远,场强太小了。。。(2014年12月12日) 还顺便驯了一个服务器电源。。(2014年12月15日) 真空室和外界电总需要连接,那么就需要一个真空电极,首要的要求就是密封性(以及材料放气)要好。。文献中提及树脂的放气率是很低的,于是我当时就打算使用环氧树脂来灌封制作电极,然后通过顶针或者弹簧等方式连接(后来发现还是朴实地直接用导线连接稳定且方便): 然而这一批制造出来的电极质量差别很大,有的密封性极好(小于0.01pa·l/s ),有的甚至严重到上机时都可以听到泵的排气声(一般气压1000pa以上都可以明显听到排气声)。 总之当时就是各种赶赶赶,但终究是没能及时地完成。最后到了初三下学期,项目就暂停下来,作者我去准备中考了。为了给我的房间腾地方,架子也拆掉了,全部东西都装箱了(2015年1月10日)(角铁包起来挺像枪的。。) 然后准备中考期间干的都是些奇奇怪怪的事。。。(2015年1月25日) 后来中考完了,继续工作,先按照当年的照片把架子重新拼了出来。。 而后第一步要做的是造一个真空计,可以定量的去测量真空。测量粗真空一般使用电阻规,利用的原理是灯丝散热与气压有关(气压低时灵敏,气压高时则气压与散热关系不大了),一般有恒温(恒电阻)恒电流恒压三种工作方式,我用恒压的方式。 我记得我当时生怕灯丝会烧断,于是电压一点点往上调,通过电阻估测灯丝温度,使粗真空时温度维持在800℃(实际上是高了)。 而后是要造一台微电流计,我是按照 http://bbs.21ic.com/icview-245474-1-1.html 《图解DIY 1pA超微电流测试器》制作的,十分优秀的文章。因为离子电流很小(后期测得大概几百pA左右就不错了),所以需要微电流放大。我给微电流计设了三个量程,用干簧管切换量程,不过一般只用到pA档就够了。。 继上次真空电极之后,我尝试使用锅炉电极来充当真空电极(之所以不直接买现成真空电极,是因为价格实在太高。。),起先没经验不会缠水胶布,还以为是电极柱密封不行,加了丁氰胶圈依然没用,后来顺手用AB胶把螺纹封了,发现密封优秀,最后才知道水胶布要缠个二十来圈,一般我缠25圈。用锅炉电极改的真空电极密封性十分优秀。 而后我就开始准备真空系统了,我购买的扩散泵是玻璃的,所以能够实时看到里面油的各种情况。我第一次开泵时,还没加热油就”沸腾”了把我吓得不轻连忙停了前级泵。问了店主店主也不知道什么情况。。。后来猜想是泵油中预先溶解了一部分气体,外界压强一减小就溢出,就会像沸腾那样(往针管中放入一点水,手动抽真空也会有类似情况出现的),再试,果然,一会儿后泵油就停止沸腾了,只是偶尔会冒个泡。 在准备真空的同时,电路部分也同样在准备着。双平面质谱需要一个可调频率的射频电压,在电路上与四极杆质谱就很接近了,我参考了四极杆质谱的相关论文,做了这样的一个电路,可调频率是用AD9850做到的。 然而开真空真的不容易。。发现开了扩散泵后压强没有丝毫的降低。后来在学校资助了2k元之后买了一台真空计,去测具体测量真空度,发现居然始终在4pa左右,然而机械泵极限真空应当在0.06pa。。于是开始了一段很纠结的查泵修泵的过程,甚至将机械泵寄回原厂检修。。。最后的结果相当可笑。。泵没有问题,问题出在真空计上,真空计的零点根本没有校准,然而真空计说明书写明是经过校准的,只能说被坑了。后来我买了一个玻璃电阻规进行了校准(预先有优于0.02pa的真空,排封的),再将橡胶管用氢氧化钠汤熬一下。扩散泵总算是开起来了。 除了扩散泵我也试过用锆铝吸气剂,不过效果十分不好,也许是吸气剂量不够吧(十分简易的装置。。): 至于离子源,我之前用电离规的灯丝来做个EI源,好处是电流十分大,缺点就是样品1难放,后来我用钼带来做灯丝。下面是钼电离源,实验时样品直接涂在灯丝上,起先我没想到要加那个筒状的屏蔽电极,根本收集不到离子电流。 一切就绪之后就是全尺寸地测离子电流,经过了很多次测试,后来才渐渐发现是我高估了离子流的大小。。不单止电流只有pA级,而且仪器尺寸还不能太长,长了电流衰减很快(研究报告中有提及这一点)。下面放上数次实验的一些照片。。 全文暂完。


最近一童鞋购买了最新的13寸Retina MacBook Pro。该机器最大的特点大概是,一个USB 3.0(Type-A)接口都没有,却提供了高达4个USB Type-C接口(支持Thunderbolt 3),因此插个U盘都需要使用USB Type-C转Type-A的转接器。 该童鞋在某宝购买了一堆4块钱一个的廉价转接器后发现,每次使用该转接器,笔记本就无法连接2.4GHz的WiFi。我推测是由于这个转接器屏蔽性能不好,导致泄漏的射频信号干扰WiFi。转接器如下图。 正好我最近入手了USRP B205mini,它其实就是一个具有56MHz实时带宽的微型频谱仪,得益于70MHz-6GHz的频率覆盖,完全可以用于检测这种干扰。 寝室内正常情况下的2.4GHz频段频谱 寝室内正常情况下的5.0GHz频段频谱(注意,并不是5G WiFi使用的5.8GHz附近) 使用转接器后,用5dbi的直鞭天线,距离转接器10cm,在5GHz附近,可以看到一个明显的干扰信号,正好对应于USB 3.0的5G时钟。但是由于真正的5G WiFi在5.8GHz附近,因此该干扰不会影响5G WiFi 看一下2.4GHz附近,可以看到大量广谱干扰。 将天线靠近转接器,这下2.4GHz附近的干扰就非常糟糕了 这样的干扰下,可以看到WiFi信号几乎被淹没,自然无法正常连接。




原文为A History of Impedance Measurements, by Henry P. Hall 文章不错,最近又流行翻译西文文献,遂花了两个半小时翻译了第一部分。 ================================================================================== 阻抗测量简史---- 早期实验(1775-1915) 1.1最早的测量----直流电阻值          似乎说欧姆完成了史上第一个阻抗测量是最合适的(尽管有些人不这么认为)。这是直流电阻测量,不是复数阻抗测量,也仅是相对值得测量(当时没有电阻的单位,没有“欧姆,Ω“)。          在最初的测量中,他用了一个伏打电池(估计是锌-铜电池)。这种电池的负载特性非常差,输出电压会因负载不同而变化,从而他得出了“流过铜丝的电流与铜丝长度成对数关系”的错误结论,并在1825年发表。他的编辑(Poggendorff)读完这篇文章后建议欧姆用最近发现的塞贝克效应(热电偶)来获取更恒定的电压。欧姆用铜-铋热电偶作为电压源重复了这个实验。他使用的传感器是扭矩检零计(库伦发明),其反射方向因细丝上的扭矩变化而变化,且旋转特性已经被校准了(图1-1)。他认为” that the force of the current is as the sum of all the tensions, and inversely as the entire length of the current“。用现代的说法,即:I = E/R 或E=I*R,这被称为欧姆定律。      他在1826年发表了此结果,并在1827年写成书《The Galvanic Circuit Mathematically Worked Out》(《电路的数学解析》)。10多年来欧姆的成果未被重视且不受欢迎。最终美国的亨利、俄国的Lenz与英国的惠斯通使它被人们知晓。欧姆在1841年最终得到了他应得的认可,获得了被觊觎的英国皇家学会Copley奖章。他的贡献在他的祖国巴伐利亚被认可得十分缓慢----直到1849年他才得到他想要的大学职务。死后,他因1881年IEC以他的名字命名电阻的单位而得永生。      亨利卡文迪许或许在1775年做了第一个关于导电性的实验,但是他没有公开发表,且他的成就不被人所知直到麦克斯韦在1879年发表了他的笔记并认为卡文迪许的实验领先与欧姆15年左右(有些早期的书把欧姆定律称为卡文迪许定律)。英国的Humphrey Davy与Peter Barlow(因“Barlow's Tables“出名)与法国的Antoine-Cesar Becquerel(发现放射性者A.H. Becquerel的祖父)都比较了各种金属的导电性与长度和面积的关系,但在欧姆的论文后1年才发表。Becquerel用的是他发明的差分检零计(两个反向缠绕的线圈,若通入两个相等的电流,将取得零偏移)。Becquerel应该用的是图1-2中的电路,检零计的两个线圈并联在两个被比较的电阻上(另一种可能的电路是两个线圈接在两个被比较电阻上,且两电阻串联,不过第一种可能性更大)。这是所知首个用检零的方法对比测量电阻,其精度与电压源电压无关,解决了困扰欧姆的电池电压不稳定问题。     最出名且重要的检零方法----电桥,是Samuel Hunter Christie在皇家军事学院做数学助理的时候发明的。显然他很熟悉Becquerel的成果,而不是欧姆的。他的电路首次在1833年论文“Experimental Determination of the Laws of Magneto-Electric Induction”中提到,他称之为“差分结构”。但是当时很不被注意,或许因为其简介写得很差且埋在冗杂的论文中。最终,惠斯通在1843年论文里引用了他的工作,给与他充分认可。由于惠斯通介绍此电桥的好处更详细,其后一直被叫做惠斯通电桥(图1-3)。惠斯通原来是乐器制作者,后来成为国王学院的实验物理教授,因其他领域(如手风琴发电、立体镜、可变电阻器)成名,他还在电报与发电机领域做出重要贡献。     惠斯通称此线路为“电阻天平”,两个分支被叫做臂,为天平的形象比喻。两个臂被检零计支撑,从而初期称为桥网络,后来称作”桥”。两个相邻的臂(图1-3)中的Ra与Rb,叫做比例臂,而余下两个被比较的电阻,Rx为待测电阻,Rs为参考基准电阻。此电桥的比例臂电阻是相等的,从而只能比较两个相等的电阻,而Werner von Siemens在1848年引入了不等比例臂,从而宽范围的不等电阻得以被比较。     惠斯通电桥平衡时,没有电流流过检零计,此时Rx/Rs = Ra/Rb 即 Rx = RsRa/Rb,为其平衡方程,与输入信号幅度无关(默认比例臂都是线性的且检零计很灵敏),同时电源与检零计改变了,平衡依然不变。待测电阻的测量结果仅与其余电阻的阻值有关(其中一个是可变的,以调平衡)。     后来,William Thomson与稍晚的开尔文在研究电桥的误差,尤其是由接触电阻引入的误差(在测量小电阻时变得可观)的时候,发明了他的“新电动态天平”,现在叫做开尔文(或托马斯)电桥,即双臂电桥。它用第二套比例臂来消除接触阻值Ry,RA’ and RB’把接触电阻压降正比例分配,从而     RX/RS = RA/RB =RA’/RB’。他在1862年介绍了这种电桥。注意到RX与RS都有四根线连接,通常小值电阻都有四个接线终端,其电阻定义为两节点之间的电阻。开尔文电桥是首个用“四线连接”的电桥,从而很多时候四线连接被称作开尔文连接。开尔文的名字还用来命名绝对温标,他是多个领域的领先科学家。他用他的电桥测量铜样本的阻值,并作为大西洋电缆工程的品质管理工具。尽管他在电学测量领域贡献只占其成就的一小部分,他还可以被称作精密电学测量之父。     “精密”被仪器限制,很多科学家研究电桥的灵敏度(包括Schwendler, Heaviside, Gray 和 Maxwell),给出当时的电池无法提供需要的电力的结论。测量准确度还被检零计的灵敏度限制,早期的检零计是安培, Schweigger, Poggendorff, Cumming 和 Nobili共同的成就。开尔文反射检零计原本发明是作为电报接收器,有更高的灵敏度,它用小镜子作为移动元件,反射一束聚焦的光线到远处的屏幕上。著名的D'Arsonval又称动圈检零计是开尔文与麦克斯韦的共同成就,后来被Deprez 和 D'Arsonval 在1882年推广。这种设计被惠斯通用在许多指针电流表与电压表中,但是反射式检零计有最高的灵敏度,常用在DC检零测量中。     早期的电阻箱常以跳线调节,以不同模式塞入一些铜柱,可以获得各种组合。波段开关电阻箱更方便但常有更差的接触电阻。滑动电桥(米尺电桥)被Gustav Robert Kirchhoff提出,用一根长直导线(通常是德银线)来组成比例臂,线上的滑动触点对应一把尺子上的刻度,可以连续无极调整。Carey Foster教授的方法是在参考基准电阻与待测电阻间接一条滑动电阻丝(如图1-5)。互换位置完成两次测量,消除了引入的误差(只要触点汞杯接触电阻恒定),这提供了一种精密近值小电阻比较用开尔文电桥的替代方案。     然而另外一种对比两个电阻的方法,是串联两个电阻,其中通过相等的电流,再测电阻两端的分压。同时,若有可微调的参考基准电阻,可用差分检零计对比两电阻上的分压。一种变式,是Kohlrausch的重叠分流法。它用差分检零计的两个绕组并联在比例臂上形成四线连接。为了避免两个检零计线圈电阻之间的差别造成的误差,他们聪明地互换绕组来保持接触电阻恒定,并取交换两次的平均值,获得很准确的结果。     用一个电势差计(或精密分压器)与独立的电压源来测量两个电压,称为电势差计法。检零计指零表示电势差计的电压与待测电压(两个电阻上的电压,Vx或Vs)相等,这种方法可以准确地对比两个相差很大的电阻阻值,但是所有电压源都要保持稳定。一种更好的方法是把分压器连接到每个电阻上,并形成四个电桥,这也是一种四线测量方式,有比大部分电桥更好的性能,但计算繁琐。     直流电阻的测量方法与精度,在19世纪末大大进步。到了20世纪,随着标准电阻的进步与许多国家基准实验室的建立并保存电学单位包括欧姆,更是突飞猛进。 1.2直流到交流----电容电感的测量     欧姆定律原先值考虑了电阻值,而还有其他量也影响电流(至少是瞬态的电流)。首个电容----莱顿瓶,是von Kleist 和 von Musschenbroek在17实际发明的,被法拉第(测量了各种绝缘介质的介电常数)等人发展。法拉第用类似库仑扭转天平的静电计测量两个电容的相对容量。他注意到了用一个电容给另一个充电时,总电量会减少。相对电容量的测量以对比放电时两个检零计的偏转角度完成,正如欧姆的阻值测量。这些用“表”完成的测量,精度是建立在电压、电流表的线性度与直流源的稳定性上。     法拉第与亨利都独立发现了互感与自感现象。他们以表偏转法测量电感量。1852年,R. Felici示范了在简单的检零电路(图1-6)中比较一个固定电感与一个可变电感。尽管这不是一个电桥,这应该是首个瞬态检零法,从而被认为是重要的进步。很久之后(1882年),Heaviside用这个简单的电路,并以电话喇叭为检零传感器。     麦克斯韦在1865年提出了一种如图1-7测量感量与电阻的瞬态偏移法电路。这种电桥首先通入直流电,作为惠斯通电桥,然后,接入或断开电池,感量由表针偏移与表针的瞬态响应情况算出。因此,这是一种综合桥的方法,对于直流电阻,是一个电桥,而对于电感量,则作为电表。     如果测量时以将瞬态偏移调零为目的,该电路变为一个“瞬态电桥”。麦克斯韦引出测量电感的瞬态电桥,而首个瞬态电桥,应该是由C. V. de Sauty(与开尔文同样工作在大西洋电缆公司)在1871年或之前发明并用来测量电容容量的。这里当RC时间常数相等,电桥瞬态校零时,电容比例即比例臂电阻的比例。因此,常常把电容比例与电阻比例相比较的电桥称作De Sauty电桥。其他几个研究者也用检零的方式把电容比例转移到电阻比例上,但是不像DS电桥只接通与断开电池输入,他们用一些线路内的开关以一定顺序开闭。在开尔文的“混合方法”(图1-9,1873年)中,开关S1与S2在充电时闭合到电阻臂上,将两个电容充到V1与V2,与电阻比例臂比值成正比。然后,切换S1与S2,两电容电荷“中和”,若两电容电量相等,Q1 =C1V1 = C2V2 = Q2则其后闭合S4,检零计不会偏转。 图1-10为J. Gott在1881年的方案,看起来更像一个桥了。他将电容与开关S1串联,当电压依然加在电容电路上时,闭合S2,瞬态平衡是否已经达到时检零计不动作。     在麦克斯韦著作“Treatise on Electricity and Magnetism”里,他提出了许多用于对比电感量的瞬态电桥电路,自感与互感都需要调到平衡状态。很难判断谁最先提出瞬态检零电桥的概念。麦克斯韦的电路中,直流阻值与感量均可测量。在图1-11里,电桥先通入恒定直流,将直流电阻平衡调零,然后,调整可调电感使得检零计没有瞬态动作,他还展示了比较电容容量电桥与电感-电容比较电桥,后者即著名的麦克斯韦电桥,将L/R时间常数与RC时间常数平衡,以电容容量与桥臂两电阻阻值来测量电感量(图1-12)。麦克斯韦电桥以电容与电阻来测量电感这一方法在现在非常重要,因为常常电容、电阻参考基准比电感参考基准要优秀得多。然而,在麦克斯韦的年代,情况不是这样的,这种电桥当时也用来测量电容容量,而不是充分发挥性能优势用来测量电感量。     几种麦克斯韦L-C电桥的变种中最出名且有趣的是由A. Anderson在1891年修改的,如图1-13,加入了一个额外的电阻性臂以增大电桥测量电感的范围,但其平衡方程复杂(可以经过Y-Δ星网变换变为麦克斯韦桥的平衡方程)。这种电桥随后被几位杰出的研究者使用。而在1887年Foster的改版使得电容与互感线圈进行比较,看似有一个臂缺失,实际上可以通过图1-14右上角等效表示为自感比例臂。 D.E. Hughes教授在1886年发明了一种有趣的电桥,称为Hughes天平,在输入与输出间加上了互感,如图1-15。由于计算错误,他得到了惊人的结果,但后来被Heaviside, Weber 与Lord Rayleigh纠正了。     M. Brillouin在1882年同事间直流源与检零计的极性用一组共同的轴切换,给了电桥在同一方向的开与关瞬态。由于不平衡值的正负性决定了检零计的方向,这也被认为是第一个同步/相位检测(尽管没有用到交流源)。这种方法由于相继的瞬态脉冲比检零计的瞬态响应快得多,在指针偏转上体现为互相叠加,而不是抵消,大大提高了电桥的你灵敏度。W. E. Aryton 与 J. Perry将这个原理用在他们著名的Secohmmeter上。如图1-16,电刷由手动或马达带动。(secohm是早期的电感量单位)     真正的交流电桥需要交流源与优秀的交流检测器。一系列的电磁“中断器”、“蜂鸣器”、“敲打器”被用在由电键产生交流到真正正弦交流源的过渡期,很难说什么时候开始使用真正的交流源。1876年贝尔发明电话听筒使得交流检测器得到了很大的改进,Rayleigh, Heavyside, Hughes,Kohlrausch等人用此来增加交流电桥的灵敏度。     Hague在他著名的书里说“维恩开创了真正现代交流电桥测量时代”。维恩在1891年发表了一系列不公开的交流电桥网络,包括将早期的瞬态电桥驳接到真正的交流源上,也引出了一些新的电桥。从而,一些人将维恩的电桥称为De Sauty改性电桥。维恩将DS电桥的参考基准电容并联参考基准电阻,而不是维持原先的串联模式,这使得电桥可以使用非常低损耗的电容,从而允许使用小值的滑动变阻器,而不是与电容并联模式所需要的极端高阻值的滑动变阻器。如果待测容量CX与其损耗可以被等效为电容并联电阻,那么平衡方程将与交流源的频率有关(图1-17)。许多后来的RC振荡器,包括首个HP振荡器,用这种“频率桥”来测量频率,其中待测电容CX换位一个已知的电容与电阻并联。1931年GR 434-B频率计也使用这种方式。 韦恩的交流源是通过将一个互感线圈的初级用一根震动的导线来控制通断,以产生恒定的频率。而他的交流检测器是一个“光学电话听筒”,由一个电话听筒的振膜上的镜子反射光束构成----首个震动检零计,示波器的祖先。 Oliver Heaviside在1892年引入了术语“阻抗”、“容量”、“电感量”,与复数阻抗的计算记号。此时,欧姆定律表示为E = IZ, 其中 Z = R + jX,j=sqrt(-1)。这让交流电桥平衡方程分成实数与复数两部分。电桥的复阻抗平衡方程现在变为ZX/ZS = ZA/ZB。大部分四臂电桥中,除了待测臂,只有一个臂故意设计为一些电阻电容或电感网络,使得其含复数阻抗部,比如“比例电桥”电容串联电阻与电容并联电阻的DS电桥,相邻的两个复数臂作比较,“整体电桥”将待测阻抗与对应的另一比例臂上的复数臂以平衡方程ZX = ZAZBYS作比较,其中YS是导纳,Y = 1/Z。从而,麦克斯韦(麦克斯韦-维恩)电桥的平衡方程可以写为: Rx+jwLx = RaRb(Gs+jwCs) 这可以被分解成实部方程Rx = RaRbGs与虚部方程jwLx = RaRbjwCs。          在Heaviside之前,平衡方程被表示为繁杂的微分积分方程,他还表示出了通用四臂电桥(每个臂之间、输入输出均有互感)的平衡方程。 1.3各种电桥          维恩和Heavyside的工作建立了各种用途电桥发展的基础,这些电桥几乎用尽了电阻、电容、自感、互感的所有组合。最好地记录了这些电桥的书,是B. Hague的交流电桥圣经----《交流电桥方法》,这本书于1923年发行,并多次再版,最新一次是1971年由Foord再版的。由于这本书随处可得,而且许多电桥仅是一些小的变种,没有太多继续利用的价值,在这里重提就没什么意义了。以后来者眼光评价这些电桥,我们可以认为那些电桥曾经十分有用,少部分很有历史价值。在此,以测量目的分类对读者来说明了。          电容电桥的历史比较简单,维恩在de Sauty电桥上加入串联或并联电阻使得它能够测量串联或并联电容量,而这两种是后来通用阻抗桥最常用的电桥,其中,串联模式由于不像并联电桥需要高值电阻与低耗散因子,测量简单,而显得更重要。          NBS的F.W. Grover在1907年将未知电容与没有损耗调节的容性臂对比,还用一堆感性臂得到了虚部与实部的平衡,其中一个或所有都串联了可调电阻。这两个感性臂没有像后来的变压器比例臂电桥一样互相耦合。Fleming 与 van Dyke在1912年的“四电容电桥”是维恩电桥的一种容性臂变种。这让比例臂阻抗可以变得很高,在测量小电容比如介质样品时不会因为大值电阻在高频下的大角度相位偏移引入错误。C.E. Hay在并联电容电桥上额外加了一支,做成一个Anderson电桥的电容版本。、          比这些变种更重要的,是德国国家实验室H. Schering在1915年提出的西林电桥(如图1-18),尽管一样的电路被Phillips Thomas在1915年申请了美国专利。这个电桥有几个重要的用途。首先,这是低损耗测量的优秀工具,因为它的调相是用可调电容完成的,可以提供很高的精度。其次,它还是一个高压电桥(高压交流或有高压直流偏置的交流),因为大部分高压都加在了待测电容与基准参考电容上了(如果电阻臂阻值很低)。最后,它还是一个优秀的高频电桥,因为所有调整都是通过有很好高频特性的可调电容完成的。(参考2.4)          自感电桥的故事复杂很多,因为有很多的电桥都能够进行自感-电容平衡或自感-互感平衡。直到现在最重要的自感桥是麦克斯韦电桥(麦克斯韦-维恩电桥)与其变种,如图1-12。Anderson的外加臂瞬态电桥被Rowland(1898)改称交流模式,并被NBS的Rosa和Grover用在精密测量上。Stroud 和Oates反向用它,把源于检零计调换位置,并以他们的名字命名(尽管平衡方程没有变)。C.E. Hay把麦克斯韦电桥并联的R-C臂换成串联的,这使得它只能测量并联电感量,但是在不需要大值可变电阻的情况下可以测得更高Q值。海氏电桥在测量有直流偏置的电感时也很方便,因为电阻臂被电容隔直。在后来的万用电桥里,麦克斯韦电桥与海氏电桥都被选用。Owen电桥(D. Owen,1915),如图1-19,移去了麦克斯韦电桥的并联电阻,而在待测臂相邻的比例臂上串联加入了一个电容。这个电路后来被用在精密测量电感上,因为桥臂调整可以通过精密电阻箱完成。     并联与串联的自感还可以通过电容量来测量(通过谐振电桥)。在1-20中的串联版本,其中L = 1/w2C且电阻比例相等,是Gruneisen和Giebe (1910)贡献的。其中并联版本被Nivan(1887)用在瞬态电桥里,还被维恩用在真正的交流源上。而并联谐振版本,由L = 1/w2C关系给出等效并联电感。如果测量等效串联电感,则方程更复杂。这些谐振电桥需要低扰动的交流源与选频检测器来给出好的平衡零点,因为一点谐波都会引发电桥极端的不平衡。谐振电桥还用来测量频率,如同许多其他频率电桥的频率依赖平衡关系一样,维恩电桥是最普通的例子。       有一些用来对比两个电感的麦克斯韦电桥变种(如图1-11),包括维恩-Dolezalek电桥,用了一个可调电感。那个时代,不同种类(Perry, Brooks, Weaver, Mansfield等)的校准过的可变互感器(inductometer或variometer)是精密可调元件中的一种,从而许多电桥以互感为基础测量互感或其他量。比如1-14中的Carey Foster电桥与一些它的变种,用互感来测量电容,而不是按照原本用途用来测量互感。Albert Campbell的“sifter法”如图1-21,将电容量与互感量直接对比M = 1/(w2C),而不用比例臂,同时也用来测量频率。          而图1-22中的麦克斯韦-维恩电桥则用来对比两个线圈的互感与其中一个线圈的自感。其平衡方程很容易从1-14中推出。他有很多变种(Campbell, Heavyside, Butterworth),而这些变种又有许多变种。其中大部分有很复杂且与频率有关的 平衡方程式,我们质疑这些是否真的有实际用途。          Karl Wagner对电桥测量做出了很重要的贡献——他在1911年提出了华格纳接地(如图1-23)。Wagner用这些辅助的桥臂(C1和C2)来消除观察者手部与探测器的分布电容。更普遍地,还可以用在接地了的三端子测量中,标准电容基本是三端子的。开关在两个状态下平衡都应被调好(辅助臂的C2调节使得P点在地参考电势上,Cb对于测量没有影响,而CX直接被测量。这个辅助电路后来用在商用电桥、瓦格纳电阻桥中,还用在guard保护消除高阻电桥测量时的泄露电阻。有趣的是,瓦格纳电桥与开尔文电桥拓扑上一致,都有两个辅助臂,都需要两次平衡调节。


微波铁氧体材料的主要性能参数         微波是指频率为300MHz~300GHz的电磁波,是无线电波中一个有限频带的简称,即波长在1毫米~1米之间的电磁波,是分米波、厘米波、毫米波的统称。微波铁氧体按照晶体结构可制成多晶、单晶和薄膜等不同产品供器件使用,在实际应用中以多晶材料为主。其中,石榴石型铁氧体适用于P-X频段器件,尖晶石铁氧体适用于X-Ku频段器件,六角晶系铁氧体适用有高内场要求的谐振式毫米波器件。 1)饱和磁化强度Ms         磁化强度M是描述磁性物质磁化程度和方向的物理量。磁化强度M的定义为单位体积内磁矩m的矢量和,即在体积元V中包含了大量的磁偶极子,每个磁偶极子都具有元磁矩m,M 可表示为M = (m)/V饱和磁化强度Ms是饱和磁化状态下的磁化强度。在国际单位制中磁化强度Ms的单位为安/米(Am-1),与磁场H的单位相同。在高斯单位制中饱和磁化强度用4Ms来表示,单位是高斯(Gs或G)。4Ms关系到器件的低场损耗、频宽及功率承受能力。对器件设计者来说饱和磁化强度4Ms是材料最重要的参数,不同频段的器件需要选择不同的4Ms,工作在同一频段的不同类型器件如高场器件、低场器件及高功率器件等对材料4Ms的要求也不一样。器件设计者首先需要确定的材料参数就是4Ms。 2)铁磁共振线宽ΔH         铁磁共振线宽ΔH是个反映磁化强度M进动过程中所受到的阻尼的宏观物理量。ΔH的定义为在固定频率下改变外加稳恒磁场使之发生铁磁共振,(H)共振吸收峰的半高所对应的两个磁场之差。如图中的线宽ΔH=H2 -H1。ΔH小则吸收曲线尾部对插入损耗的影响就小,ΔH关系到器件的正向损耗和工作带宽,希望它越窄越好。 3)介电损耗tanδε和介电常数ε         介电损耗角正切tanδε = ε″/ε′是用来表示微波频率下材料介电损耗的参数。其中ε″和ε′分别为复数介电常数的虚部和实部。ε″与电阻率有关,电阻率越高则tanδε越小。与tanδε的关系为: tanδε =1/ρε′ω。         微波铁氧体材料的介电损耗一般可达tanδε <(2~8)×10- 4水平。通常所说的介电常数指的是相对介电常数εr,εr =ε′/ε0 ,其中ε0为真空介电常数。人们常将相对介电常数εr简称为介电常数ε。微波铁氧体在使用频率下的介电常数一般为ε =12~16。 4)居里温度θf和饱和磁化强度Μs的温度系数αΜs         居里温度θf,是指由于热运动致使材料自发磁化消失的温度, 即磁性材料由铁磁或亚铁磁状态转变为顺磁状态的临界温度。居里温度也常记作Tc。温度系数αΜs是材料温度稳定性的一个重要标志。在给定温度区间ΔT=T1–T2内αΜs的定义为:αΜs=ΔΜs/ΔTΜs(RT),其中ΔΜs=Μs(T1)–Μs(T2),Μs(RT)为室温下的Μs值。 5)自旋波线宽ΔHk         Hk是对微波铁氧体峰值功率承受能力的度量。Hk越大则高功率的承受能力就越强。 6)有效线宽ΔHeff         有效线宽Heff是个沿袭“线宽”概念用以表示材料微波损耗的物理量。共振线宽H描述的是共振点附近材料的损耗特性。然而大多数低场和高场        器件的工作点远离共振场,这时器件的损耗主要取决于材料的有效线宽ΔHeff。 7)剩磁比R和矫顽力Hc         移相器、开关等锁式器件要求材料的磁滞回线要具有良好矩形度,即要求剩磁比R高,剩磁比R的定义是是剩余磁感应强度Br与测量磁场Hm(5Hc10Hc)下最大磁感应强度Bm之比:R=Br/Bm。材料的矫顽力Hc关系到移相器的驱动电流,因此要求Hc要低。 (本文转自网络)

微波铁氧体材料的主要性能参数         微波是指频率为300MHz~300GHz的电磁波,是无线电波中一个有限频带的简称,即波长在1毫米~1米之间的电磁波,是分米波、厘米波、毫米波的统称。微波铁氧体按照晶体结构可制成多晶、单晶和薄膜等不同产品供器件使用,在实际应用中以多晶材料为主。其中,石榴石型铁氧体适用于P-X频段器件,尖晶石铁氧体适用于X-Ku频段器件,六角晶系铁氧体适用有高内场要求的谐振式毫米波器件。 1)饱和磁化强度Ms         磁化强度M是描述磁性物质磁化程度和方向的物理量。磁化强度M的定义为单位体积内磁矩m的矢量和,即在体积元V中包含了大量的磁偶极子,每个磁偶极子都具有元磁矩m,M 可表示为M = (m)/V饱和磁化强度Ms是饱和磁化状态下的磁化强度。在国际单位制中磁化强度Ms的单位为安/米(Am-1),与磁场H的单位相同。在高斯单位制中饱和磁化强度用4Ms来表示,单位是高斯(Gs或G)。4Ms关系到器件的低场损耗、频宽及功率承受能力。对器件设计者来说饱和磁化强度4Ms是材料最重要的参数,不同频段的器件需要选择不同的4Ms,工作在同一频段的不同类型器件如高场器件、低场器件及高功率器件等对材料4Ms的要求也不一样。器件设计者首先需要确定的材料参数就是4Ms。 2)铁磁共振线宽ΔH         铁磁共振线宽ΔH是个反映磁化强度M进动过程中所受到的阻尼的宏观物理量。ΔH的定义为在固定频率下改变外加稳恒磁场使之发生铁磁共振,(H)共振吸收峰的半高所对应的两个磁场之差。如图中的线宽ΔH=H2 -H1。ΔH小则吸收曲线尾部对插入损耗的影响就小,ΔH关系到器件的正向损耗和工作带宽,希望它越窄越好。 (附件:273880) 3)介电损耗tanδε和介电常数ε         介电损耗角正切tanδε = ε″/ε′是用来表示微波频率下材料介电损耗的参数。其中ε″和ε′分别为复数介电常数的虚部和实部。ε″与电阻率有关,电阻率越高则tanδε越小。与tanδε的关系为: tanδε =1/ρε′ω。         微波铁氧体材料的介电损耗一般可达tanδε <(2~8)×10- 4水平。通常所说的介电常数指的是相对介电常数εr,εr =ε′/ε0 ,其中ε0为真空介电常数。人们常将相对介电常数εr简称为介电常数ε。微波铁氧体在使用频率下的介电常数一般为ε =12~16。 4)居里温度θf和饱和磁化强度Μs的温度系数αΜs         居里温度θf,是指由于热运动致使材料自发磁化消失的温度, 即磁性材料由铁磁或亚铁磁状态转变为顺磁状态的临界温度。居里温度也常记作Tc。温度系数αΜs是材料温度稳定性的一个重要标志。在给定温度区间ΔT=T1–T2内αΜs的定义为:αΜs=ΔΜs/ΔTΜs(RT),其中ΔΜs=Μs(T1)–Μs(T2),Μs(RT)为室温下的Μs值。 5)自旋波线宽ΔHk         Hk是对微波铁氧体峰值功率承受能力的度量。Hk越大则高功率的承受能力就越强。 6)有效线宽ΔHeff         有效线宽Heff是个沿袭“线宽”概念用以表示材料微波损耗的物理量。共振线宽H描述的是共振点附近材料的损耗特性。然而大多数低场和高场        器件的工作点远离共振场,这时器件的损耗主要取决于材料的有效线宽ΔHeff。 7)剩磁比R和矫顽力Hc         移相器、开关等锁式器件要求材料的磁滞回线要具有良好矩形度,即要求剩磁比R高,剩磁比R的定义是是剩余磁感应强度Br与测量磁场Hm(5Hc10Hc)下最大磁感应强度Bm之比:R=Br/Bm。材料的矫顽力Hc关系到移相器的驱动电流,因此要求Hc要低。 (本文转自网络)





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