引用 量子隧道:
不错的实验。
话说不知那些细密的起伏是从哪来的。按理说这种频域的细密起伏预示着在电距离相隔比较远的点之间有不匹配导致的信号长距离来回反射。是电缆的原因还是衰减器的原因？

引用 wzh19940105:
可以把微带线和覆铜的距离拉大一点 衰减会小一些
我用ro4350b做的板子 覆铜间距从10mil拉到30mil 衰减小了很多

引用 奉旨泡面:
好文章 一直用圆角 弧线转弯，知其然不知其所以然

引用 量子隧道:
虎哥，冒味地问一句，您的手持矢网的定向电桥，是用的电阻桥（惠斯通电桥）还是微带线耦合器？
我最近在研究矢网的DIY。目前发现高频（4-6GHz）特性不太好，由于缺乏分析仪器，不知道是不是因为我采用了电……

引用 量子隧道:

两臂的不平衡度已经达到了VL-VR=Vu/10的量级

引用 量子隧道:
是的，可以认为VL-VR=Vu/10，意味着当我认为电桥应该是平衡时，其实两臂已经有误差了，误差信号是入射到DUT的信号的10分之一，20log10（10）=20dB。

引用 量子隧道:
我的VNA是我自己业余鼓捣的，目前还未考虑商用。制作灵感来自于偶然网上翻到了这篇文章：

引用 量子隧道:
他用的是传输线耦合器做的电桥，虽然原理上可以工作到很高频率，但是具体能到多高频率取决于设计（平行耦合长度）。
耦合长度最佳值是1/4波长。频率上限越高，耦合长度越短。而耦合长度越短，低频耦合度越差。

引用 量子隧道:
你看他的
“Design
Directional coupler”
那一节，文字和图片都是描述微带线耦合器的。
这是从里边摘出来的文字“Simulated directivity is 20 dB

引用 量子隧道:
哦，这位作者也转向电阻桥了。看来我当初的担忧是有道理的：）
我还是较看重低频的测量精度的。我当时仿真了传输线耦合器，发现低频信号损失30dB。所以没用。
昨晚高频的问题原因找到了。是因为我在驱动PLL……

引用 量子隧道:
其实我上一个回复没说全。PLL选择不同的bank，输出功率电平会不一样。而我的PLL输出驱动一个射频功放，驱动功率较大，射频功放快饱和了，输出已经不线性了。此时系统功率电平改变，会影响S11测试结果。……

引用 量子隧道:
我是做完OLT三项校准后，测试50欧姆电阻（其实就是OLT里边的T）的反射S11，低频-60-70db；高频-50多dB。这应该算是底噪测试？还是定向性测试？

引用 量子隧道:
1，2收的意思就是让1端口发，测试1端口发射功率，1端口反射功率，2端口接收功率。我的DIY VNA是单向的，只有1端口能发射。

引用 量子隧道:
关于这个电桥，有一点很蹊跷：

按理说，电桥的输出（反射信号的提取）应该在R3的两端，不知为啥在这里变成了在R3的左端。

引用 量子隧道:
科创服务器可能有bug了。回复了一个帖子，发现不见了。简单重写一下。
作者的原理图倒没啥错误。不过真正的关键信息不在原理图中。看了作者参考的论文，对这个设计佩服的五体投地。关键点是用xxxx加xxxx……

关于连接器下面挖空的事，射频连接器在设计时就已经考虑了阻抗匹配问题，务必按手册使用，不可自行挖掘。可能您遇到的是用普通连接器或低频连接器超频到高频使用的情况，有可能挖空有益。不过在射频电路特别是仪表电路中，是不允许随意“创造”的，没有合适的连接器，就先设计连接器。如果要挖，挖几层，挖多大，都是要仿真确定，实验验证的。

射频电路一般要求焊盘和线路等大或略小，如果大了可以在线路上补偿。其实更主要的问题是器件封装不适宜高频，比如普通的电阻电容，封装的分布电容和电感都大，而且还不知道究竟有多大（除非专门为高频设计的），挖空下层确实是一种巧妙的办法，特别是找不到或者因为成本问题不想用专门器件的场合。