引用 金坷仙:确实是这样
非常感谢分享，E类功放设计不是很困难，难点难在高频TC系统的负载特性是动态的，而E类放大器负载网络是固定的，
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E类（class E）功放的原理及设计
不少人第一次听说E类功放都是因为那个class E SSTC，从网上查询却发现资料少的可怜，其原理和设计方法就更无从谈及。下面我就根据书中所写以及自己的理解讲一下。讲之前还需说一下，因为电路分析必须涉及微积分，所以不懂的最好查一下，不需要会解，能明白符号含义和表达式意义就行。
E类功放产生的原因
D类功放是较早出现的一类开关功放，其出现促进了逆变技术的发展。由于晶体管处于开关状态，理论上可以达到100%的效率。由于晶体管势垒电容、扩散电容以及电路中分布电容的影响，晶体管由饱和到截止或由截止到饱和，都需要一定的转换时间。因而导致转换时间内管子的集电极电流和集电极电压均会有较大的数值致使管耗增加。寄生电容不太大，工作频率较低时，可忽略其影响。然而工作频率较高时，管耗的增加就无法忽略，使效率降低，甚至使器件损坏。为了弥补这一缺陷，E类功放应运而生。
E类功放的原理
下图为E类功放的电路图
![00.png]()
与电源相连的的电感为射频扼流圈，允许直流通过为电路提供能量，阻止射频电流从此传出，理想状态下感抗无穷大。LX的作用是提供一定的感抗，具体的原因会在之后说明。LS和CS构成谐振于信号基波频率的串联谐振电路，理想状态下品质因数Q无穷大。RL为负载电阻。开关管等效为开关和输出寄生电容的并联电路，用开关代替开关管等效电路中的开关，电容CP代替开关管输出端的寄生电容。
电路图中标出了部分电压或电流。Idc是输入电流；i(t)和u(t)分别是开关和电容CP并联部分的电流和电压，也就是开关管的电流和电压，都是时间函数；isw(t)和ic(t)分别是开关和电容CP两端的电流，也都是时间函数；Irfcosωt是射频电流的时间函数，射频电流峰值即为系数Irf。
设![1.png]()
。下图为这些电压或电流随时间变化的图像，也就是他们的波形。由上图可以看出，i(θ)是输入电流和射频电流之和。-α1到2π-α1为一个工作周期。-α1到α2开关管导通，这时u(θ)等于零，ic(θ)也等于零，isw(θ)和i(θ)相同；α2到2π-α1开关管截止，这时isw(θ)等于零，ic(θ)与i(θ)相同，u(θ)即为电容两端电流的积分。2π-α1时，u(θ)恰好降为零，然后进入下一周期，开关管导通。可以看出，寄生电容两端电压为零时开关管才导通，这就解决了之前提到的问题。开关管电压和电流乘积始终为零，因此其理论效率为100%。
![0.png]()
E类功放的设计
-α1到α2开关管导通，因此开关管导通角为
![2.png]()
①
根据之前的分析可以得到
![3.png]()
②
设
![4.png]()
那么
![5.png]()
根据之前的分析及图像，很容易得出开关管峰值电流
![6.png]()
-α1时开关管电流为零，代入式②可以得到
![7.png]()
![8.png]()
③
一个工作周期内，开关管导通时流过的电流的平均值等于输入电流，因此可以得到
![9.png]()
![10.png]()
④
代入式①和③进一步化简可以得到
![11.png]()
这样就得到m和导通角Φ之间的关系，进而可以把很多量和导通角Φ联系起来。
开关管截止时，两端电压u(θ)为电流在电容CP上的积分
![12.png]()
![13.png]()
当开关管电流为零时，电压达到最大值。根据余弦函数图像的对称性可以得知α1时为零，因此开关管电压最大值为
![14.png]()
再次观察u(θ)的图像，会发现它不是正弦波。用傅里叶公式对其进行正交分解，分解为余弦和正弦两个部分
正弦部分
![15.png]()
化简后再代入式③和④得到
![16.png]()
⑤
余弦部分
![17.png]()
化简后再代入式④得到
![18.png]()
⑥
在LX，LS，CS和RL构成的射频串联回路中，LS和CS的作用是只允许与其谐振频率相同的基波通过，其值与谐振频率及品质因数Q的关系在这里不在赘述。式⑤可以看出，开关管两端电压含有正弦成分，而射频电流为余弦函数。为了使功率因数为1，就需要一个电抗抵消掉，提供这个电抗的就是电感LX。抵消后，开关管两端电压剩下的余弦成分就会加在负载电阻上。
一个工作周期内，开关管截止时两端的电压的平均值等于电源电压，因此可以得到
![19.png]()
![20.png]()
⑦
可以发现这个式子与之前式⑥极为相似。为了进一步得到各个量之间的关系，进行下面的分析。
输入功率为
![21.png]()
因为电路的效率为100%，所以射频功率等于输入功率。
![22.png]()
通过比较式⑥和⑦，以及射频电流的峰值电流和有效电流的关系，可以得到
![23.png]()
射频功率只由负载电阻消耗，因此最右边可以看为负载电阻两端有效电压与有效电流的乘积，进而可以求出负载电阻
![24.png]()
根据之前的分析，负载电阻还可以用另一种更为简单的方式求得
![25.png]()
通过前面对射频串联回路的分析，可以得到感抗
![26.png]()
进而得出电感值
![27.png]()
至此，所有需要计算的元件值都已得出。
下面检验一下
因为公式复杂，因此用VB写了一个计算器（在附件中）
![28.png]()
输入已知量计算
![29.png]()
用multisim把电路搭出来仿真
![30.png]()
波形理想，峰值电流和峰值电压与计算相符。经计算，电阻功耗和设计相符。
当然，E类也有一些缺点比如
难调试
峰值电压（导通角为180°时为电源电压3.56倍）与峰值电流（导通角为180°时为输入电流2.68倍）大，对器件要求高。
E类功放产生的原因
D类功放是较早出现的一类开关功放，其出现促进了逆变技术的发展。由于晶体管处于开关状态，理论上可以达到100%的效率。由于晶体管势垒电容、扩散电容以及电路中分布电容的影响，晶体管由饱和到截止或由截止到饱和，都需要一定的转换时间。因而导致转换时间内管子的集电极电流和集电极电压均会有较大的数值致使管耗增加。寄生电容不太大，工作频率较低时，可忽略其影响。然而工作频率较高时，管耗的增加就无法忽略，使效率降低，甚至使器件损坏。为了弥补这一缺陷，E类功放应运而生。
E类功放的原理
下图为E类功放的电路图
与电源相连的的电感为射频扼流圈，允许直流通过为电路提供能量，阻止射频电流从此传出，理想状态下感抗无穷大。LX的作用是提供一定的感抗，具体的原因会在之后说明。LS和CS构成谐振于信号基波频率的串联谐振电路，理想状态下品质因数Q无穷大。RL为负载电阻。开关管等效为开关和输出寄生电容的并联电路，用开关代替开关管等效电路中的开关，电容CP代替开关管输出端的寄生电容。
电路图中标出了部分电压或电流。Idc是输入电流；i(t)和u(t)分别是开关和电容CP并联部分的电流和电压，也就是开关管的电流和电压，都是时间函数；isw(t)和ic(t)分别是开关和电容CP两端的电流，也都是时间函数；Irfcosωt是射频电流的时间函数，射频电流峰值即为系数Irf。
设
。下图为这些电压或电流随时间变化的图像，也就是他们的波形。由上图可以看出，i(θ)是输入电流和射频电流之和。-α1到2π-α1为一个工作周期。-α1到α2开关管导通，这时u(θ)等于零，ic(θ)也等于零，isw(θ)和i(θ)相同；α2到2π-α1开关管截止，这时isw(θ)等于零，ic(θ)与i(θ)相同，u(θ)即为电容两端电流的积分。2π-α1时，u(θ)恰好降为零，然后进入下一周期，开关管导通。可以看出，寄生电容两端电压为零时开关管才导通，这就解决了之前提到的问题。开关管电压和电流乘积始终为零，因此其理论效率为100%。
E类功放的设计
-α1到α2开关管导通，因此开关管导通角为
①根据之前的分析可以得到
②设
那么
根据之前的分析及图像，很容易得出开关管峰值电流
-α1时开关管电流为零，代入式②可以得到
③一个工作周期内，开关管导通时流过的电流的平均值等于输入电流，因此可以得到
④代入式①和③进一步化简可以得到
这样就得到m和导通角Φ之间的关系，进而可以把很多量和导通角Φ联系起来。
开关管截止时，两端电压u(θ)为电流在电容CP上的积分
当开关管电流为零时，电压达到最大值。根据余弦函数图像的对称性可以得知α1时为零，因此开关管电压最大值为
再次观察u(θ)的图像，会发现它不是正弦波。用傅里叶公式对其进行正交分解，分解为余弦和正弦两个部分
正弦部分
化简后再代入式③和④得到
⑤余弦部分
化简后再代入式④得到
⑥在LX，LS，CS和RL构成的射频串联回路中，LS和CS的作用是只允许与其谐振频率相同的基波通过，其值与谐振频率及品质因数Q的关系在这里不在赘述。式⑤可以看出，开关管两端电压含有正弦成分，而射频电流为余弦函数。为了使功率因数为1，就需要一个电抗抵消掉，提供这个电抗的就是电感LX。抵消后，开关管两端电压剩下的余弦成分就会加在负载电阻上。
一个工作周期内，开关管截止时两端的电压的平均值等于电源电压，因此可以得到
⑦可以发现这个式子与之前式⑥极为相似。为了进一步得到各个量之间的关系，进行下面的分析。
输入功率为
因为电路的效率为100%，所以射频功率等于输入功率。
通过比较式⑥和⑦，以及射频电流的峰值电流和有效电流的关系，可以得到
射频功率只由负载电阻消耗，因此最右边可以看为负载电阻两端有效电压与有效电流的乘积，进而可以求出负载电阻
根据之前的分析，负载电阻还可以用另一种更为简单的方式求得
通过前面对射频串联回路的分析，可以得到感抗
进而得出电感值
至此，所有需要计算的元件值都已得出。
下面检验一下
因为公式复杂，因此用VB写了一个计算器（在附件中）
输入已知量计算
用multisim把电路搭出来仿真
波形理想，峰值电流和峰值电压与计算相符。经计算，电阻功耗和设计相符。
当然，E类也有一些缺点比如
难调试
峰值电压（导通角为180°时为电源电压3.56倍）与峰值电流（导通角为180°时为输入电流2.68倍）大，对器件要求高。
[修改于 9年0个月前 - 2015/12/29 22:26:27]
引用
引用 PCBBOY1991:看的很仔细啊。的确，电容电流为零时，电压达到最大值，原理部分也是这么说的。但开关管是等效为电容和普通开关的，在实际中它们是分不开的，因此设计部分我在用文字表述中，都在现实的角度，把电容和开关作为一个整体说的。不知这么说是否明白。
当开关管电流为零时，电压达到最大值。
这句话有错误吧？
不是应该在电容电流为零时，电压达到最大值么？
推导是不是错了？
引用
2
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引用 PCBBOY1991:也对，不过现在已经超过编辑期限了，原文已无法更改。
其实在实际电路里还是有一个电容与开关管并联的，所以最好还是把开关管作为单独的，开关管电容和另外并联的电容作为一个整体比较妥当。
另外，是在α1取最大值
引用
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引用 PCBBOY1991:对，频率一致。
电路中开关管的工作频率应该是和电路的谐振频率一致的吧，如果这个电路要调节输出功率的话是可以通过调节占空比的方式么？
调节功率可以调占空比，但是部分元件参数也需要改变，因此只能提前设定好，无法在工作状态改动，这也是E类的缺点之一。简单调节功率的方法就是调解母线电压。
引用
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引用 PCBBOY1991:确实，单位换算的时候没注意，这是修改后的
软件上还是有点小瑕疵的，软件界面的总电感的单位错了。
引用
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引用 dx毁灭者:不是的，首先电路结构就很不一样，而且LLC中电感都参与谐振，而E类其中一个是扼流
那开关电源中的LLC谐振结构是不是也能简化成ClassE电路分析
引用
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引用 PCBBOY1991:绝对不能并联，并联基波阻抗理论上无穷大，就无法输出了，除非和负载并联，不过那就和逆E类差不多了。电流型还是电压型我倒真不敢确定。
估计dx毁灭者的意思是RL那个负载电阻可能由L、C或者LC并联代替，这样就很想LLC或者LCC了吧？
那E类放大器是电流型的的变换器还是电压型的啊？
但是这个概念是在D类里边提出来的，感觉上边的疑问不太合适。
但是输出的电流波形是正弦...
引用
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引用 PCBBOY1991:既然电感电容并联，那这肯定是并联。只不过因为通过电磁感应有输出，所以在电路模型中可以把发热体电阻反射回来，电路可以等效为电阻电容电感并联。
但是看网上流行的高频烙铁的电路图，在手柄，也就是负载那里手柄线圈是和一个电容并联的，当时我也是不解。
所以不知道到底负载那边是用串联谐振结构的电路合适还是并联的合适。
引用
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引用 PCBBOY1991:电压形电压波形为矩形波电流波形近似正弦波；电流型变频器则为电流波形为矩形波电压波形为近似正弦波。
貌似不太对，E类应该是看作是电流型的吧？
因为直流输入有一个大电感，可以看作是一个电流型的变换器，所以这个变换器的阻抗为无穷大，反而需要负载并联谐振，根据阻抗匹配，这样才可以获得最大功率吧？
引用
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引用 PCBBOY1991:电压型变换器电压波形为矩形波电流波形近似正弦波，这与E类是相符的
不懂你的回复啥意思。。。。。。。。。。
引用
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引用 papermillbridge:你是模拟的还是真实电路
您好请问信号发生器那里的是怎么设置的，我按照计算的参数做没调触理想的曲线，很愁啊求帮忙谢谢楼主~~~~~~~~~
引用
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引用 papermillbridge:你看看波形，不是正弦波，所以傅里叶变换后一定有其它成分，其它成分不是纯正弦，但可以等效成正弦。
开关管两端电压含有正弦成分，而射频电流为余弦函数。为了使功率因数为1，就需要一个电抗抵消掉，提供这个电抗的就是电感LX。抵消后，开关管两端电压剩下的余弦成分就会加在负载电阻上。
楼主这块每台看懂还忘指点谢谢~
引用
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引用 papermillbridge:对，会不会是因为单位的问题，你看看楼上的回复，有人发现一个单位我搞错了，因为当时已经超过修改期限，所以我没改
您好请问信号发生器那里的是怎么设置的，我按照计算的参数做没调触理想的曲线，很愁啊求帮忙谢谢楼主~~~~~~~~~
引用
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引用 papermillbridge:我用你的参数算了下，仿真没任何问题，输出也没问题，40多瓦
应该不是单位的问题，我用的是楼主修改过那版的计算器，而且查公式手算过的，数应该都没错。
我用Vcc=50V，Pout=50W，13.56Mhz，Q=20，导通180°算的一组数，
按照计算的数值仿出来，波形大致符合规律但是不理想，调了一...
引用
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引用 papermillbridge:如果这么想不好理解的话就把LCR回路整体分析，正弦分量和余弦分量合并。相对于基频下LCR谐振时的电感，电感增大就会移相，使原本有相位角的信号移相到相位角为0
为了使功率因数为1，就需要一个电抗抵消掉
楼主这块我还是不懂，前面的傅里叶分解把U分成正弦的US和余弦的UC两部分，我们想要的到余弦的射频电流所以需要用电感Lx来抵消正弦的US，可是US和UC都会经过LX啊，LX对正弦和余弦都应该有作用，所...
引用
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引用
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引用 暗双魂:变压器的等效电阻电感会因负载改变的
我实验过了，虽然电感的电阻等效负载，但是频率会改变，电流和电压也变了，我理论不扎实，不分析，但电感为一定值时，有一个电压特别大，电流也很稳，还软开关
我没太明白你的意思，最好放个图
引用
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用E类功放做超声波驱动有点不合适吧，超声波一般也就几十千赫，普通的就行
引用
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我有两个问题。第一个问题是之前也有人问的，就是正弦成分和余弦成分同时经过XL，应该都收到影响，之前楼...
注意一下，正弦和余弦分别是电压和电流，也就是电压电流有相位差，呈现出容性或感性，所以需要一个电抗抵消一下
至于你说的其它怎么算出来的，其实每一个未知量都在公式中，具体计算的话，可以先从计算总电流，导通角之类的开始，进而计算m，α1，α2，之类的，然后顺着就计算出来了，Cp是晶体管固有参数，查datasheet
引用
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