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你用的这个电路有很大的缺点
昨天已经和福娃囧囧说了
你们回去改一改
另外是不是要感谢一下电路提供者[s:274]

电弧不长的原因是因为TL494这种接法会产生大约4%的死去时间，导致输出不能很好的吻合次级的谐振频率和相位；另外半桥的功率也小，加上半波整流不滤波，桥母线电压是在不断的变的，电弧的等效电容引起失谐等等，总之这个图是有很大问题的！
试试下面的图：

  
PS：为了得到最佳效果，请调节初级线圈，使初级最大电流接近MOSFET的额定电流，用示波器+互感器看着调！

RY版主有三个说法上的错误
我在这指出
1：“电弧不长的原因是因为TL494这种接法会产生大约4%的死去时间，导致输出不能很好的吻合次级的谐振频率和相位”
是否吻合谐振频率和相位与死区时间无关 9脚 10脚分开接法适用于桥类电源拓扑 用于防止开关管共态导通导致炸管
但是在SSTC场合 转换电流太大 过大的死区时间会让大量电流通过MOSFET体二极管
但是MOSFET的体二极管和MOSFET是两个互相牵制的因素 MOSFET性能好 体二极管功能就不好
所以MOSFET体二极管过流和快恢复性能太差 很容易损坏
2：“桥母线电压是在不断的变的，电弧的等效电容引起失谐等等”
这个电路设计者在母线留了一个电压采样端E 为的就是调节电压变化带来的失谐
而且在实际使用过程中被证明这个设计很有用
3：“为了得到最佳效果，请调节初级线圈，使初级最大电流接近MOSFET的额定电流”
使最大电流接近MOSFET的额定电流 如果仅仅是减小初级线圈圈数 是不能达到这个效果的
此电路建模等效于一个电感和一个LCR系统并联 要考虑到耦合度带来的影响
才能达到最大能量传递

另外 虽然作者第一个740半桥制作的SSTC有缺陷
但是在第二个460全桥制作的全桥SSTC中修正了电路
对于死区问题 他直接使用TL494的单端接法 利用一个MOSFET进行反相
使死区时间为零 减小了反向二极管的流过电流强度

而且设计了补偿电路 来补偿微小的频率变化

就我个人来说 认为这个电路是制作SSTC 探索SSTC性质非常不错的一个电路
这也是我把这个电路推荐给楼主的制作伙伴的原因[s:274]

以上言论如果有不正确的地方
请指出 必会加以修正[s:274]

The latest schematics for the control electronics and power electronics can be downloaded by clicking the two links below. These schematics have been checked for obvious mistakes, and are believed to be error free. Significant improvements have been made from the original design in the following areas:

Re-configuration of the MOSFET gate drivers to reduce the dead-time at switching transitions. The old design had a large 5% dead-time at switching instants to allow one MOSFET to turn off before the other is turned on. This dead-time was found to be excessive, and caused the body diodes of the MOSFETs to conduct heavily due to the free-wheeling current.

Isolation of the MOSFET body diodes, using series a Schottky diode and parallel fast recovery diodes. This eliminates problems due to the slow reverse recovery characteristics of the body diode. This modification combined with the one explained above, dramatically reduces MOSFET mortality rates !

Dynamic tuning. The carrier signal generated by the TL494 is "Frequency modulated" by the HV supply voltage. The frequency is actually swept down by a few percent as the voltage increases in an attempt to track the resonator frequency as the sparks grow. This is quite rough, as is does not take into account that detuning only happens above breakout, etc. However it has been found to be very effective, most likely because the loaded resonator Q is low, and the tuning range is actually quite broad during sparking conditions ?

-----引自图原作者的HomePage

确实死区时间是为了防止共态，也确实是防止体二极管损坏，所以作者后来对体二极管进行了屏蔽，即第二条。但是我在实验过程中确实发现死区，确切说是是占空比对SSTC的影响巨大：当我的3525H桥输出占空比调到最大时，反倒是没有电弧输出，经示波器观察此时有大约10%的死区，画出波形图，可以理解此时输出信号的相位根本无法“卡在”次级谐振状态上！反倒是当我把占空比拧到为on：deadtime=1:1时出了点小弧，原因很显然，不再分析~

补偿弧容是原图作者后来加的，我强调着一点是为了说明图1的问题，并没有否定后来这个图加的这个反馈~其实我一直想不明白这个反馈环路为什么那么有效，原作者也没给出详细解释~

关于初级线圈，我确实忘了说明要加大耦合度，因为对于SSTC，耦合度越高，能量传递效率越大，并不需要像DRSSTC那样考虑初级能量对次级自由振荡的影响~当然加大初级电流也是为了这个目的！

在此感谢black的指导！

再指出一个概念上的问题：

"确实死区时间是为了防止共态，也确实是防止体二极管损坏"
死区时间是防止MOSFET上下桥臂共态导通 不是防止体二极管损坏
反而过大的死区时间会使没有被屏蔽的体二极管流过过大电流
同时加上体二极管的较慢回复特性 会让体二极管共态损坏

引用一段作者原文：
A high Q resonant circuit such as a Tesla Coil is capable of storing considerable energy in its inductance and self capacitance. Under certain tuning conditions, this causes the current to "free-wheel" through the internal body diodes of the MOSFET devices as one MOSFET turns off and the other device turns on. This behaviour is not a problem in itself, but a problem arrises due to the slow turn-off (or reverse recovery) of the internal body diode when the opposing MOSFET tries to turn on.

MOSFET body diodes generally have a long reverse recovery time compared to the performance of the MOSFET itself. If the body diode of one MOSFET is conducting when the opposing device is switched on, then a "short circuit" occurs similar to the shoot-through condition described above.

This problem is usually eased by the addition of two diodes surrounding each MOSFET. Firstly, a Schottky diode is connected in series with the MOSFET source. The schottky diode prevents the MOSFET body diode from ever being forward biased by the free-wheeling current. Secondly, a high speed (fast recovery) diode is connected in parallel to the MOSFET/Schottky pair so that the free-wheeling current bypasses the MOSFET and Schottky completely.

This ensures that the MOSFET body diode is never driven into conduction. The free-wheel current is handled by the fast recovery diodes which present less of a "shoot-through" problem.

原文中黑体字明确指出 MOSFET的体二极管有着较慢的恢复时间
这样会直接导致上下桥臂的短路

所以作者在这里 使用了串联肖基特 并联快恢复二极管的方式 大大减小了反向电流通过MOSFET的体二极管
防止了MOSFET损坏 实际证明这是在大功率感性负载下很好的提高MOSFET性能的方式
原理图如下：



同时关于过大的死区时间带来的另一个问题 下楼列出

我总结一下上面说的：
1：桥类变换拓扑需要有一个死区时间来防止MOSFET上下桥臂的共态导通

所以一般会给出以下解决方案：
1：设置适当大小的死区时间


但是伴随而来的一个重要的问题是：

2：这个死区时间如果取太大会产生过大的反向电流 而且会影响到软开关（注：而不是你说的影响谐振 软开关和谐振并不是一对充要条件）
这张图片可以很形象的给出解释
附原文一段：
If the dead-time is increased beyond this minimal value, the load current is forced to flow through the free-wheel diodes for longer. It should also be noted that the load current increases either side of the zero crossing, so excessive dead-time also makes the diodes see a higher peak current.

原文大意：如果死区时间取过了一个阈值（依据产生的负载电流来定），在较长的一段时间内负载电流被迫从飞轮二极管通过。同时应该说明的是，过大的死区时间会让负载电流在过零点的任意一侧，这样同时会加大流过飞轮二极管的峰值电流。

也就是说过大的死区时间会导致飞轮二极管的负载大大增加 也让损坏的概率大大增加。
所以作者在这里选择了用MOSFET反相 这样可以让死区时间接近零。

学习了！不愧是理论帝black~[s:178]

话说这不算什么很生涩的理论[s:220]
拿到我们论坛开关电源版块是基础知识啦！