学习了！这贴要火啊！
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新ZVS套件成品发布！另附我对ZVS的一点想法和研究！
本帖最后由 caesar_king 于 2014-1-20 08:30 编辑
经过一番努力，终于拍完了所有组图！组图为父亲拍摄及后期处理，感谢父亲一直以来的支持！
也算给好久不活跃的ZVS折腾一下。
这个帖子，我主要分为四步：
一、发布新ZVS
ZVS，作为一款经典的逆变电源，有其优点也有其不足，不过因为元件易得，电路简单，一直受广大创客的热爱。
我自己，为了给夏天即将开张的网店增添第一点东西，设计了一款PCB，并由一款PCB延伸出了三款PCB。三款PCB电路相同，体积不同，适用于不同功率下长时间工作。
![nEO_IMG_DSC_1293.jpg]()
这就是我这款PCB，体积7cm*8.8cm。三款PCB中，最小的一款小于4*6cm。
由于是第一次设计，边缘线做得很大，大家看到了吧。这就是一种浪费了，要么把铜敷扩到边上，要么缩小边缘节省体积。涨经验了。
![nEO_IMG_DSC_1309.jpg]()
成品图，电容从卤豆腐那里采购而得，其他所有元件都是正规大厂家直接进货，保证了产品的稳定性。
![nEO_IMG_DSC_1313.jpg]()
已经具备批量生产的能力。这是成品的多角度图。每一个上面的MOS用的都不一样，其中有250、260、460、4668四种场馆。为了给下文的研究作硬件铺垫。
![nEO_IMG_DSC_1314.jpg]()
很壮观吧！
下面用IRFP260场馆的成品来测试PCB。
![nEO_IMG_DSC_1385.jpg]()
全套设备。
![nEO_IMG_DSC_1337.jpg]()
高压包负载时D极波形。
![nEO_IMG_DSC_1370.jpg]()
输入38V，推背投高压包3+3T拉弧，长度约有20cm长，铝制散热器很快烫手，烧铁丝能瞬间烧的火星乱蹦。铝制散热片上压着的是EC40变压器磁芯。
![nEO_IMG_DSC_1373.jpg]()
横向拉弧，非常壮观。在离子火最上端，可以看到高温等离子体。
![nEO_IMG_DSC_1415.jpg]()
电流峰值16A，不过因为电源不给力（36V10A，硬调到38V，上到这种功率我已经很惊讶了），电压被拉到36V。粗略算得功率，16*36=576W。
到此，新品发布结束，请多多指教。
下面，展开我对ZVS的一点想法、思考和研究。
二、对于工作过程中场馆发热原因的探究
我在实验中发现，不同场馆的ZVS，实际驱动效果相差万里。
曾经，在玩ZVS的初期，我很幼稚的认为，场馆参数越高，效果就越好。所以从250升到260，效果不错；从260升到460，效果大打折扣；从460升到4668，效果又和260相差不大。
查阅资料，给出几个数值：
250：200V 33A Rds<0.085 Ohm
260：200V 50A Rds<0.04 Ohm
460：500V 20A Rds<0.27 Ohm
4668：200V 130A Rds<0.004 Ohm
250和260之间的差别很好解释，导通时DS间电阻比260大一倍，所以发热严重，大功率有炸管危险。250我今天也在用，用在功率比较小的时候；
260和460的差别更好解释。虽然四百六数值上比二百六大，但性能却不适合用在低压ZVS。最大电流460小于260，最重要的是，460通态电阻接近260的七倍！460主要是电压高，可用于市电。在小电压运行时，电流耐受才20A，我的ZVS就已经16A了，有点危险。
最百思不得其解的是260与4668。
单纯看参数，260的通态电阻是4668的十倍，4668应该完胜260。
但在上电运行后，感觉差不多，满功率输出时问题暴露了，4668发热要比260发热量大。运行10分钟，260温热，4668烫手。这引起了我的困惑，明明电阻小于260，为什么发热量倒大？
我想到了可能是开关不完全。
可是都是正常工作，哪来的不完全开关？
于是我想到了G极上升沿。
听说上升沿慢，开关就不利索，就会造成发热量大。
就此想法，做出对比验证实验。
一共用250,260,460,4668四种场馆来进行对比实验。
250和460发热原因主要由通态电阻引起，于是只放出测量参数，不对比。
![nEO_IMG_DSC_1322.jpg]()
实验设备，用两个100uH电感代替负载。
上升沿对比
图像为实测MOS的G极波形
![nEO_IMG_DSC_1332.jpg]()
IRFP260
![nEO_IMG_DSC_1418.jpg]()
IRFP4668
![nEO_IMG_DSC_1423.jpg]()
IRFP460
![nEO_IMG_DSC_1428.jpg]()
IRFP250
由图可看出，其中260的上升沿的确比4668快一些。250和460的上升沿总体比较快，所以它们的发热应该主要由导通电阻引起。
下降沿对比
图像为实测MOS的G极波形
![nEO_IMG_DSC_1333.jpg]()
IRFP260
![nEO_IMG_DSC_1417.jpg]()
IRFP4668
![nEO_IMG_DSC_1424.jpg]()
IRFP460
![nEO_IMG_DSC_1427.jpg]()
IRFP250
由图可看出，250、260、460基本持平，4668大于此三者。这也有可能是4668发热较大的一个原因。
查阅资料可得，
250：导通时间25nS，上升时间50nS，关断时间60nS，下降时间40nS
260：导通时间23nS，上升时间30nS，关断时间90nS，下降时间28nS
460：导通时间18nS，上升时间59nS，关断时间110nS，下降时间58nS
4668:导通时间41nS，上升时间105nS，关断时间64nS，下降时间74nS
从理论角度，260在上升沿时间也大于4668。下降沿和关断时间虽然4668略胜一筹，但相差不大，远小于上升时的时间差。另外，也不存在不完全关断的问题。
经过实验，初步验证了4668发热量大于260的问题，得出推测：4668发热量大是由上升沿慢，导通时间慢引起的。
希望得到具备更好实验条件的前辈进一步验证。
对于昨天与@baiwenglong 交流和提出的问题，我也做出了思考。
三、分析ZVS大功率或大电流运行时不稳定现象的分析与推测
实验发现，并联于两场馆D极的电容，容量越大，电流越大，功率越大。所以我经常并联三个甚至四个电磁炉MKP来提高功率。但是我发现，电流一大，感觉效率就降低了。经过理论推算，找到了一部分原因。
这个原因可能有两点：
1、MKP参与谐振，容量越大，频率越低。不过电容通交流电，而MKP两端刚好是正弦波形，所以MKP有可能通过电流，导致效率下降。
MKP通过的电流与容抗有关，在电压一定时，与两个量有关：容量，频率。
而容量变化，频率也会变化。
那就需要计算，在电容量变化时，容抗究竟变大变小。
![nEO_IMG_DSC_1287.jpg]()
![nEO_IMG_DSC_1288.jpg]()
由计算得，效率下降。但频率下降，ZVS初级等效电感一定，会导致初级内电流变大从而增加有用功率。
2、但是我发现，电流一大，MOS发热就剧烈。
用示波器观察波形得知，在大电流运行时波形急剧变化，严重变形。
其原因，我要归结于两个方面：
1.首先以我自己的角度理解一下ZVS的运行原理。ZVS的G级控制可以看作是一个可以储存电能的地方（因为稳压管工作需要能量），电能从470 Ohm电阻进入，充斥整个控制单元。在单元内有电能（G级为高电平）时，场馆导通。随后波形由谐振控制，从峰值下降，当下降到单元内部的电平时，这个单元内部储存的电能会被快恢复二极管导走，G极会回到低电平，场馆关断。另一个场馆与此正相反。这个状态在两个场馆中循环运行。
2.在大功率运行时，次级上消耗的电能多，控制单元内部储存的能量会很快达到被排走的状态而被排走。此时场馆开始关断。而另一个场馆由于470电阻限制，并没有进入足够的能量，导致波形变化，MOS开关不彻底而严重发热。理论上解决办法是，降低470电阻的阻值。
3.两个控制单元内部的能量是交替运行的，但因为有上升沿和下降沿，导致二者一定相交。
![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
这就是理论上的交点，我在实验中发现了。而这个交点很奇怪，两个G极测量，下降沿的平台开始的一瞬间，上升沿开始，下降沿平台过去的那一瞬间，上升沿的平台到达同一高度并且开始出现平台。上升沿平台过去的一瞬间，下降沿结束。而且交点是一个MOS没完全开，一个MOS没完全关（不再绝对的零电压开关状态），持续了一段时间后才变化。
我又把一个MOS的G级和另一个MOS的D极加起来测量，发现：
![nEO_IMG_DSC_1426.jpg]()
交点构造的平台完全重合。
![nEO_IMG_DSC_1430.jpg]()
与自己的D极测量，发现平台相交结构与两G极一样。这说明ZVS不在零电压开关状态，另外场馆通断与另一个场馆的G极有密切关系。
对于小平台及其导致的不在零电压开关状态，我作此解释：
快恢复二极管有正向压降。由一个场馆的DG两极波形可以看出，在此MOS没有完全导通时，快恢复二极管已经失去了导走电能的能力，所以这个MOS的控制单元开始充电。而二极管在有正向电压时不导通，唯一的解释就是正向电压小于正向压降。所以（参照一只场馆DG极图），在没有完全导通时，控制单元就已经开始充电。而在下降沿唯一能触发小平台开始的，就是一个上升沿的开始，因为这是同一时间发生的。而一个G极上升沿的开始，又代表着另一只场馆开始关断，他们是绑定的。
所以，我给出的过程是这样的：一只导通的场效应管MOS1由于谐振波形而即将关断。此时MOS1的控制单元的快恢复一直处于高电平状态。当到达一个值，即MOS2 D极电压降到MOS1控制单元的电平时，MOS1控制单元泄压（参照图1429）。此过程，MOS2的控制单元一直处于泄压状态。（参照图1431）当泄至快恢复的正向压降时，MOS2的控制单元停止泄压开始充电，MOS1关断。此时两只MOS都处于关断状态，但电容两端电压却是一个高一个低，于是此时所有能泄压的都在给电容充电。这就是那个下降沿小平台。除了MOS1 D极、MOS2控制单元和电容电平变化外（这三个引脚是等效的），所有电平保持平衡。当这三个等效点电平越过快恢复的正向压降，MOS2控制单元足够导通了，MOS2导通。导通后，MOS2连接的电容端泄压。这就是上升沿小平台。电容端电压小于快恢复的正向压降后，MOS1越过小平台，继续上升。循环。
这就是我所有的分析。
四、预告
接下来我将做我的第一个TC，高度是135cm的3000W SGTC。
敬请期待！
———————————END———————————![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
经过一番努力，终于拍完了所有组图！组图为父亲拍摄及后期处理，感谢父亲一直以来的支持！
也算给好久不活跃的ZVS折腾一下。
这个帖子，我主要分为四步：
一、发布新ZVS
ZVS，作为一款经典的逆变电源，有其优点也有其不足，不过因为元件易得，电路简单，一直受广大创客的热爱。
我自己，为了给夏天即将开张的网店增添第一点东西，设计了一款PCB，并由一款PCB延伸出了三款PCB。三款PCB电路相同，体积不同，适用于不同功率下长时间工作。
这就是我这款PCB，体积7cm*8.8cm。三款PCB中，最小的一款小于4*6cm。
由于是第一次设计，边缘线做得很大，大家看到了吧。这就是一种浪费了，要么把铜敷扩到边上，要么缩小边缘节省体积。涨经验了。
成品图，电容从卤豆腐那里采购而得，其他所有元件都是正规大厂家直接进货，保证了产品的稳定性。
已经具备批量生产的能力。这是成品的多角度图。每一个上面的MOS用的都不一样，其中有250、260、460、4668四种场馆。为了给下文的研究作硬件铺垫。
很壮观吧！
下面用IRFP260场馆的成品来测试PCB。
全套设备。
高压包负载时D极波形。
输入38V，推背投高压包3+3T拉弧，长度约有20cm长，铝制散热器很快烫手，烧铁丝能瞬间烧的火星乱蹦。铝制散热片上压着的是EC40变压器磁芯。
横向拉弧，非常壮观。在离子火最上端，可以看到高温等离子体。
电流峰值16A，不过因为电源不给力（36V10A，硬调到38V，上到这种功率我已经很惊讶了），电压被拉到36V。粗略算得功率，16*36=576W。
到此，新品发布结束，请多多指教。
下面，展开我对ZVS的一点想法、思考和研究。
二、对于工作过程中场馆发热原因的探究
我在实验中发现，不同场馆的ZVS，实际驱动效果相差万里。
曾经，在玩ZVS的初期，我很幼稚的认为，场馆参数越高，效果就越好。所以从250升到260，效果不错；从260升到460，效果大打折扣；从460升到4668，效果又和260相差不大。
查阅资料，给出几个数值：
250：200V 33A Rds<0.085 Ohm
260：200V 50A Rds<0.04 Ohm
460：500V 20A Rds<0.27 Ohm
4668：200V 130A Rds<0.004 Ohm
250和260之间的差别很好解释，导通时DS间电阻比260大一倍，所以发热严重，大功率有炸管危险。250我今天也在用，用在功率比较小的时候；
260和460的差别更好解释。虽然四百六数值上比二百六大，但性能却不适合用在低压ZVS。最大电流460小于260，最重要的是，460通态电阻接近260的七倍！460主要是电压高，可用于市电。在小电压运行时，电流耐受才20A，我的ZVS就已经16A了，有点危险。
最百思不得其解的是260与4668。
单纯看参数，260的通态电阻是4668的十倍，4668应该完胜260。
但在上电运行后，感觉差不多，满功率输出时问题暴露了，4668发热要比260发热量大。运行10分钟，260温热，4668烫手。这引起了我的困惑，明明电阻小于260，为什么发热量倒大？
我想到了可能是开关不完全。
可是都是正常工作，哪来的不完全开关？
于是我想到了G极上升沿。
听说上升沿慢，开关就不利索，就会造成发热量大。
就此想法，做出对比验证实验。
一共用250,260,460,4668四种场馆来进行对比实验。
250和460发热原因主要由通态电阻引起，于是只放出测量参数，不对比。
实验设备，用两个100uH电感代替负载。
上升沿对比
图像为实测MOS的G极波形
IRFP260
IRFP4668
IRFP460
IRFP250
由图可看出，其中260的上升沿的确比4668快一些。250和460的上升沿总体比较快，所以它们的发热应该主要由导通电阻引起。
下降沿对比
图像为实测MOS的G极波形
IRFP260
IRFP4668
IRFP460
IRFP250
由图可看出，250、260、460基本持平，4668大于此三者。这也有可能是4668发热较大的一个原因。
查阅资料可得，
250：导通时间25nS，上升时间50nS，关断时间60nS，下降时间40nS
260：导通时间23nS，上升时间30nS，关断时间90nS，下降时间28nS
460：导通时间18nS，上升时间59nS，关断时间110nS，下降时间58nS
4668:导通时间41nS，上升时间105nS，关断时间64nS，下降时间74nS
从理论角度，260在上升沿时间也大于4668。下降沿和关断时间虽然4668略胜一筹，但相差不大，远小于上升时的时间差。另外，也不存在不完全关断的问题。
经过实验，初步验证了4668发热量大于260的问题，得出推测：4668发热量大是由上升沿慢，导通时间慢引起的。
希望得到具备更好实验条件的前辈进一步验证。
对于昨天与@baiwenglong 交流和提出的问题，我也做出了思考。
三、分析ZVS大功率或大电流运行时不稳定现象的分析与推测
实验发现，并联于两场馆D极的电容，容量越大，电流越大，功率越大。所以我经常并联三个甚至四个电磁炉MKP来提高功率。但是我发现，电流一大，感觉效率就降低了。经过理论推算，找到了一部分原因。
这个原因可能有两点：
1、MKP参与谐振，容量越大，频率越低。不过电容通交流电，而MKP两端刚好是正弦波形，所以MKP有可能通过电流，导致效率下降。
MKP通过的电流与容抗有关，在电压一定时，与两个量有关：容量，频率。
而容量变化，频率也会变化。
那就需要计算，在电容量变化时，容抗究竟变大变小。
由计算得，效率下降。但频率下降，ZVS初级等效电感一定，会导致初级内电流变大从而增加有用功率。
2、但是我发现，电流一大，MOS发热就剧烈。
用示波器观察波形得知，在大电流运行时波形急剧变化，严重变形。
其原因，我要归结于两个方面：
1.首先以我自己的角度理解一下ZVS的运行原理。ZVS的G级控制可以看作是一个可以储存电能的地方（因为稳压管工作需要能量），电能从470 Ohm电阻进入，充斥整个控制单元。在单元内有电能（G级为高电平）时，场馆导通。随后波形由谐振控制，从峰值下降，当下降到单元内部的电平时，这个单元内部储存的电能会被快恢复二极管导走，G极会回到低电平，场馆关断。另一个场馆与此正相反。这个状态在两个场馆中循环运行。
2.在大功率运行时，次级上消耗的电能多，控制单元内部储存的能量会很快达到被排走的状态而被排走。此时场馆开始关断。而另一个场馆由于470电阻限制，并没有进入足够的能量，导致波形变化，MOS开关不彻底而严重发热。理论上解决办法是，降低470电阻的阻值。
3.两个控制单元内部的能量是交替运行的，但因为有上升沿和下降沿，导致二者一定相交。
这就是理论上的交点，我在实验中发现了。而这个交点很奇怪，两个G极测量，下降沿的平台开始的一瞬间，上升沿开始，下降沿平台过去的那一瞬间，上升沿的平台到达同一高度并且开始出现平台。上升沿平台过去的一瞬间，下降沿结束。而且交点是一个MOS没完全开，一个MOS没完全关（不再绝对的零电压开关状态），持续了一段时间后才变化。
我又把一个MOS的G级和另一个MOS的D极加起来测量，发现：
交点构造的平台完全重合。
与自己的D极测量，发现平台相交结构与两G极一样。这说明ZVS不在零电压开关状态，另外场馆通断与另一个场馆的G极有密切关系。
对于小平台及其导致的不在零电压开关状态，我作此解释：
快恢复二极管有正向压降。由一个场馆的DG两极波形可以看出，在此MOS没有完全导通时，快恢复二极管已经失去了导走电能的能力，所以这个MOS的控制单元开始充电。而二极管在有正向电压时不导通，唯一的解释就是正向电压小于正向压降。所以（参照一只场馆DG极图），在没有完全导通时，控制单元就已经开始充电。而在下降沿唯一能触发小平台开始的，就是一个上升沿的开始，因为这是同一时间发生的。而一个G极上升沿的开始，又代表着另一只场馆开始关断，他们是绑定的。
所以，我给出的过程是这样的：一只导通的场效应管MOS1由于谐振波形而即将关断。此时MOS1的控制单元的快恢复一直处于高电平状态。当到达一个值，即MOS2 D极电压降到MOS1控制单元的电平时，MOS1控制单元泄压（参照图1429）。此过程，MOS2的控制单元一直处于泄压状态。（参照图1431）当泄至快恢复的正向压降时，MOS2的控制单元停止泄压开始充电，MOS1关断。此时两只MOS都处于关断状态，但电容两端电压却是一个高一个低，于是此时所有能泄压的都在给电容充电。这就是那个下降沿小平台。除了MOS1 D极、MOS2控制单元和电容电平变化外（这三个引脚是等效的），所有电平保持平衡。当这三个等效点电平越过快恢复的正向压降，MOS2控制单元足够导通了，MOS2导通。导通后，MOS2连接的电容端泄压。这就是上升沿小平台。电容端电压小于快恢复的正向压降后，MOS1越过小平台，继续上升。循环。
这就是我所有的分析。
四、预告
接下来我将做我的第一个TC，高度是135cm的3000W SGTC。
敬请期待！
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 12:17
应该是一侧MOS的开启使它的D级等效接地，通过快恢复拉低另一侧MOS的G级，使他关断的吧
我指的是另一个二极管，谐振自我关断的过程：你先看着图，假设上管导通，通过下G上D二极管使下管关断，这是你说的意思，同时电流通过扼流电感给LC谐振回路提供能量，经过一段时间（ω＝π，T/2），下管D极电位被LC谐振回路拉低（我指的是这个过程），然后开关管状态改变，进入下半周期。
你按照楼上我说的电路模型分析，会得出一个结论：看做双稳态电路的时候，如果要使电路的状态发生翻转，唯一的办法是拉低关断管（相对于导通的开关管而言）D极的电位，而这个过程正是由LC谐振回路完成的。
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 12:46
哈，开关电源设计这书刚下载来看了，好好学习一下。。。
变压器饱和挺可怕的。。因为这个炸过管子。。。 ...
可不呗，看了这书之后感觉自己当年就是做死啊啊啊~~~感觉当年自己的无知太坑爹了，我还经常绕EE……
呃，这书你居然能下到！？要看普利斯曼写的哦~
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左哥 发表于 2014-1-20 12:00
啊哦，我弄错了，@baiwenglong（KCID），他是13岁
为什么输出的两个线圈不绕在同一个电感上也能工作呢？ ...
我认为此电路工作与耦合没有关系。因为无抽头双电感电路其实就是这个电路，把负载换成两个电感，经典电路中的电感去掉，然后在这两个电感两端并负载。而无抽头电路也可以工作，所以此电路工作与磁场耦合应该没有关系。
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左哥 发表于 2014-1-20 12:12
嗯，正是因为这个结电容，所以才会对G极电压的上升沿和下降沿的绝对值有影响，除此之外，还有米勒效应的 ...
我考虑到了结电容的关系，但与我的实际测量不符，比如460结电容大于260，却比260快
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左哥 发表于 2014-1-20 13:23
我指的是另一个二极管，谐振自我关断的过程：你先看着图，假设上管导通，通过下G上D二极管使下管关断，这 ...
呃，是的啊，下管（关断的管）D级被LC回路电容电压拉低后通过连接的快恢复拉低上管G，上管关断，D电压上升，同时下管G电压通过470电阻上升，下管开启，上管关断，这时C充电，LC回路继续震荡，直到C再次放电，拉低上管D，关断下管，下管D电压上升，上管通过470又一次开启。。。。
我看的是从电源网下载的啊，Pressman著。王志强，肖文勋，什么什么译的那个第三版
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左哥 发表于 2014-1-20 13:23
我指的是另一个二极管，谐振自我关断的过程：你先看着图，假设上管导通，通过下G上D二极管使下管关断，这 ...
的确是由LC谐振回路完成的，在我的帖子里有体现。因为那一张波形图，下G上D的波形图，很明显可看出是由谐振回路完成的
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caesar_king 发表于 2014-1-20 13:47
我没有磨气隙，居然也很好用！
那是因为电流很小，磁芯还那么大，峰值磁密很小，离饱和差远了
要按照AP值和设计功率选取磁芯的，你还是按照磁芯设计功率吧，EC40推挽磁场估计上300W没问题，还是计算一下吧，到时候就得开气隙了，不用磨，用塑料片之类的安到磁芯的缝里就行，我一般计算完了之后用卡尺测，选取合适厚度的材料……
我还没示波器呢，打算年后用压岁钱买个，到时候再深入研究~
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caesar_king 发表于 2014-1-20 13:50
的确是由LC谐振回路完成的，在我的帖子里有体现。因为那一张波形图，下G上D的波形图，很明显可看出是由谐 ...
事实证明我的人脑仿真还是很成功的~
我没示波器，人脑仿真得到波形，电路分析全靠人脑，如有考虑不周全之处，请指正，谢谢！
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 13:46
呃，是的啊，下管（关断的管）D级被LC回路电容电压拉低后通过连接的快恢复拉低上管G，上管关断，D电压上 ...
我了个去！电源网居然能下到？！
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caesar_king 发表于 2014-1-20 13:44
我认为此电路工作与耦合没有关系。因为无抽头双电感电路其实就是这个电路，把负载换成两个电感，经典电路 ...
这个我不能准确分析，请深入讲解~
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左哥 发表于 2014-1-20 14:07
那是因为电流很小，磁芯还那么大，峰值磁密很小，离饱和差远了
要按照AP值和设计功率选取磁芯的，你还是 ...
多大啦。。
示波器还不算很贵。。还是有必要弄个来用的
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caesar_king 发表于 2014-1-20 13:44
我认为此电路工作与耦合没有关系。因为无抽头双电感电路其实就是这个电路，把负载换成两个电感，经典电路 ...
我认为也是，在仿真里面把变压器去了，只保留电感，也能起振呢
感觉这个电路主要是靠LC回路来完成震荡的
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左哥 发表于 2014-1-20 14:28
这个我不能准确分析，请深入讲解~
把经典电路改一下：负载绕组改为两个独立电感，取消经典中的电感，把两个470电阻直接接在电源正极上，再看，是不是就是双电感无抽头ZVS！
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caesar_king 发表于 2014-1-20 17:11
把经典电路改一下：负载绕组改为两个独立电感，取消经典中的电感，把两个470电阻直接接在电源正极上，再 ...
哈，其实都是一个电路，变种罢了。。
这个电路真的很巧妙哈，不用依靠反馈就就能起振了
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 17:22
哈，其实都是一个电路，变种罢了。。
这个电路真的很巧妙哈，不用依靠反馈就就能起振了
一个快一个慢，快的那个靠二极管硬把慢的那个控制电平拉低？
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ZVS状态下，上升沿下降沿的关系不大啊，应为开启和关断的时候管子两端没什么电压啊。并不会造成损耗
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tyl961115 发表于 2014-1-21 13:22
ZVS状态下，上升沿下降沿的关系不大啊，应为开启和关断的时候管子两端没什么电压啊。并不会造成损耗
是的，但是在导通时，驱动达到导通电压较长时间后管子才导通。这是米勒平台导致的，所以后文在讨论米勒平台的成因。但由于事先不知道米勒平台的存在，所以解释中没有加入管子的结间电容，出了一点漏洞。
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研究证明，zvs中不可使用粉心电感，且电感为150uH 为宜
电容0.33 1200V
电阻470 5W（不是3W）
场馆的导通阻抗越低越好（如IRFP3206，只是电压低了点）耐压60V以上
场馆和散热片放置于PCB板最外围，方便加风扇散热，改善散热结构
电容0.33 1200V
电阻470 5W（不是3W）
场馆的导通阻抗越低越好（如IRFP3206，只是电压低了点）耐压60V以上
场馆和散热片放置于PCB板最外围，方便加风扇散热，改善散热结构
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场效应管的并联效果非常好，可以说它天生就是用来并联的
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go炮君 发表于 2014-1-21 13:57
研究证明，zvs中不可使用粉心电感，且电感为150uH 为宜
电容0.33 1200V
电阻470 5W（不是3W）
呃这真是一个散热的好主意= =但好像没那么多热可以散啊= =
470电阻3W目前足够了，功率还没那么大吧，以后大功率再换5W。
铁粉芯磁芯高频损耗的确要考虑，我下一步考虑以下换什么磁芯。
场馆并联我倒没想过，下一步会尝试，感谢此建议。
场馆放外围的建议，在接下来的PCB中会这么做，谢谢建议。
至于D极线路，我现在不到20A的电流，而且双面走线，基本不发热。
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caesar_king 发表于 2014-1-22 09:21
呃这真是一个散热的好主意= =但好像没那么多热可以散啊= =
470电阻3W目前足够了，功率还没那么大吧， ...
我最近做的miniZVS，电阻用俩220Ω 1/4W串联的，一点也不热
你有示波器，你测一下这个电阻的功率损耗~
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caesar_king 发表于 2014-1-20 17:11
把经典电路改一下：负载绕组改为两个独立电感，取消经典中的电感，把两个470电阻直接接在电源正极上，再 ...
哦，双电感无抽头ZVS不就是自激电感半桥么，一个MOSFET和其D极相连的电感构成一个桥臂，电感半桥＋LC并谐
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caesar_king 发表于 2014-1-22 09:21
呃这真是一个散热的好主意= =但好像没那么多热可以散啊= =
470电阻3W目前足够了，功率还没那么大吧， ...
这个电路的布局走线，两个开关管安装的时候必须加绝缘垫，尽量靠近PCB边缘，D极走线远离G极走线，信号线远离功率线，走线不能有直角，拐弯处采用两个45度角，除地线外不能大面积覆铜，可以大面积铺地，大功率走线与地之间隔3mm，小功率信号走线与地之间隔1mm，都不能太近，大功率走线必须铺锡，应设多个过孔连接正反面的铺地，以每平方厘米3个左右为宜，小功率信号走线附近的铺地上应多设过孔，焊盘上不应过孔，大功率发热器件不能聚堆，要分散布局，远离受温度影响较大的电解电容，G极走线2~3mm，D极走线5~10mm，磁性器件之间要注意磁耦合问题
暂时就想了这么多，语无伦次敬请谅解，希望能对老弟有所帮助~
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caesar_king 发表于 2014-1-22 09:21
呃这真是一个散热的好主意= =但好像没那么多热可以散啊= =
470电阻3W目前足够了，功率还没那么大吧， ...
实际上电阻的耗散功率并不大。。。2W足矣
我的铁粉芯电感做ZVS效果非常好啊。。。。也有人建议用铁硅铝。
铁粉芯的好处是极其难饱和，坏处是单圈电感量小，要多绕几圈。。。
这就是个扼流圈，限制电流的，高频损耗什么的没啥关系吧
一般都是铁粉芯（我看见的几个套件也都是黄白环）铁硅铝据说不错，但是好像贵一些
铁粉芯好找，随便一个ATX里面的3.3V输出电感直接就能用（电感表测一般在60uH左右）
我用的自绕电感，大概100UH，铁粉芯，多股漆包线
ZVS一般认为是不能并管的。。。但是也有人做成功了。。可能和管子的参数差异有关，但是肯定影响效率
ZVS这个一般发热不大，用不到主动风冷，一个小散热片就够了。。
大电流走线铺锡，甚至埋铜丝都是必须的（关键谐振电路）。。另外谐振电容和初级线圈连线要粗，尽量短，而且尽量不要用插接件。。至于D级走线我觉得问题不大，铺点锡足够
走线问题一般没太大影响吧，毕竟开关频率不高。。而且只有一对功率管，没有均流之类的问题，只是大电流走线尽量短，而且发热元件不要拥挤。。（电感和谐振电容大电流工作中实际上发热比MOS还严重）
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左哥 发表于 2014-1-22 10:27
哦，双电感无抽头ZVS不就是自激电感半桥么，一个MOSFET和其D极相连的电感构成一个桥臂，电感半桥＋LC并谐
这不是半桥。。是推挽啊。。
半桥是上臂的S接下臂的D吧
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左哥 发表于 2014-1-22 11:57
两个下臂是开关管，两个上臂是电感，不算是半桥么？
额，首先我没见过电感半桥= =
另外半桥应该是上臂D接电源，S接下臂D，下臂S接地，，这种结构吧
这个是两个MosS接地，D接负载。。。这应该算一种推挽吧
“
电路结构，半桥结构如图所示，它是两个功率开关器件（如 MOS 管）以图腾柱的形式相连接，以中间点作为输出，提供方波信号。这种结构在 PWM 电机控制、DC-AC逆变、电子镇流器等场合有着广泛的应用。
”
百度一下，应该是用两个MOS的中间点做输出才算是半桥吧。。
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baiwenglong 发表于 2014-1-22 12:13
额，首先我没见过电感半桥= =
另外半桥应该是上臂D接电源，S接下臂D，下臂S接地，，这种结构吧
这个是 ...
半桥必须是同一桥臂上是两个开关管呗，如果这个电路不叫半桥的话，那就没有电感半桥了，电源直接短路了
至于极性，都无所谓了，但是常用的有两种，一种是上P下N，极性是SDDS，另一种是全N，极性是DSDS
那半桥如果想自激的话，该怎么连接？全N管，不用GDT，上管自举驱动的
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本帖最后由 baiwenglong 于 2014-1-22 14:41 编辑
全N的比较多
上P下N的一般做不到高压吧，驱动电机或者做推动用的多（H桥，电机驱动常用，其实就是上P下N的全桥）
半桥自激都有GDT的
还是这个，自激半桥
![电子变压器.png]()
这货当然就是标准的全N半桥了
上P下N的桥，没见过自激的呢
左哥 发表于 2014-1-22 13:52
半桥必须是同一桥臂上是两个开关管呗，如果这个电路不叫半桥的话，那就没有电感半桥了，电源直接短路了
...
全N的比较多
上P下N的一般做不到高压吧，驱动电机或者做推动用的多（H桥，电机驱动常用，其实就是上P下N的全桥）
半桥自激都有GDT的
还是这个，自激半桥
这货当然就是标准的全N半桥了
上P下N的桥，没见过自激的呢
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baiwenglong 发表于 2014-1-22 14:40
全N的比较多
上P下N的一般做不到高压吧，驱动电机或者做推动用的多（H桥，电机驱动常用，其实就是上P ...
上P下N加GDT上高压没问题吧，注意GDT绝缘和相位问题即可，我觉得加了GDT之后都一样，但是一个P一个N需要考虑配对问题，所以就全N了吧……
有的全桥半桥采用电桥驱动器，上下全N的，可以不用GDT，例如IR2110这个IC……IR2110，我的最爱~
上P下N确实是用在低压比较合适，像你说的直流电机换向，还有BTL功放
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左哥 发表于 2014-1-22 15:00
上P下N加GDT上高压没问题吧，注意GDT绝缘和相位问题即可，我觉得加了GDT之后都一样，但是一个P一个N需要 ...
IR2110死贵死贵的。。。
一般用GDT方便，但是波形问题。。还有就是占空比不能满
还有光耦自举驱动，可以满占空比
高压的P管不太好找吧。。。还有配对问题
我见过的高压桥类都是全N的
小电机的驱动用上P下N全桥的很多
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嗯嗯，明天就是小年了，提前祝老弟小年快乐哦~~~
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怎么和我在淘宝上买来的几乎是一样的呢
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zhouxudongkfq 发表于 2014-1-27 17:04
怎么和我在淘宝上买来的几乎是一样的呢
怎么可能啦我自己设计打样的。你看走线就知道了。就怪我忘记在PCB上打我的名字了= =现在设计的所有PCB上都印我的名字。下次不能出这种误会啦
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caesar_king 发表于 2014-1-27 17:09
怎么可能啦我自己设计打样的。你看走线就知道了。就怪我忘记在PCB上打我的名字了= =现在设计的所有PCB上 ...
[s:12]也怪我 小白一个 刚刚接触ZVS 不懂行 莫怪额
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