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新ZVS套件成品发布！另附我对ZVS的一点想法和研究！
本帖最后由 caesar_king 于 2014-1-20 08:30 编辑
经过一番努力，终于拍完了所有组图！组图为父亲拍摄及后期处理，感谢父亲一直以来的支持！
也算给好久不活跃的ZVS折腾一下。
这个帖子，我主要分为四步：
一、发布新ZVS
ZVS，作为一款经典的逆变电源，有其优点也有其不足，不过因为元件易得，电路简单，一直受广大创客的热爱。
我自己，为了给夏天即将开张的网店增添第一点东西，设计了一款PCB，并由一款PCB延伸出了三款PCB。三款PCB电路相同，体积不同，适用于不同功率下长时间工作。
![nEO_IMG_DSC_1293.jpg]()
这就是我这款PCB，体积7cm*8.8cm。三款PCB中，最小的一款小于4*6cm。
由于是第一次设计，边缘线做得很大，大家看到了吧。这就是一种浪费了，要么把铜敷扩到边上，要么缩小边缘节省体积。涨经验了。
![nEO_IMG_DSC_1309.jpg]()
成品图，电容从卤豆腐那里采购而得，其他所有元件都是正规大厂家直接进货，保证了产品的稳定性。
![nEO_IMG_DSC_1313.jpg]()
已经具备批量生产的能力。这是成品的多角度图。每一个上面的MOS用的都不一样，其中有250、260、460、4668四种场馆。为了给下文的研究作硬件铺垫。
![nEO_IMG_DSC_1314.jpg]()
很壮观吧！
下面用IRFP260场馆的成品来测试PCB。
![nEO_IMG_DSC_1385.jpg]()
全套设备。
![nEO_IMG_DSC_1337.jpg]()
高压包负载时D极波形。
![nEO_IMG_DSC_1370.jpg]()
输入38V，推背投高压包3+3T拉弧，长度约有20cm长，铝制散热器很快烫手，烧铁丝能瞬间烧的火星乱蹦。铝制散热片上压着的是EC40变压器磁芯。
![nEO_IMG_DSC_1373.jpg]()
横向拉弧，非常壮观。在离子火最上端，可以看到高温等离子体。
![nEO_IMG_DSC_1415.jpg]()
电流峰值16A，不过因为电源不给力（36V10A，硬调到38V，上到这种功率我已经很惊讶了），电压被拉到36V。粗略算得功率，16*36=576W。
到此，新品发布结束，请多多指教。
下面，展开我对ZVS的一点想法、思考和研究。
二、对于工作过程中场馆发热原因的探究
我在实验中发现，不同场馆的ZVS，实际驱动效果相差万里。
曾经，在玩ZVS的初期，我很幼稚的认为，场馆参数越高，效果就越好。所以从250升到260，效果不错；从260升到460，效果大打折扣；从460升到4668，效果又和260相差不大。
查阅资料，给出几个数值：
250：200V 33A Rds<0.085 Ohm
260：200V 50A Rds<0.04 Ohm
460：500V 20A Rds<0.27 Ohm
4668：200V 130A Rds<0.004 Ohm
250和260之间的差别很好解释，导通时DS间电阻比260大一倍，所以发热严重，大功率有炸管危险。250我今天也在用，用在功率比较小的时候；
260和460的差别更好解释。虽然四百六数值上比二百六大，但性能却不适合用在低压ZVS。最大电流460小于260，最重要的是，460通态电阻接近260的七倍！460主要是电压高，可用于市电。在小电压运行时，电流耐受才20A，我的ZVS就已经16A了，有点危险。
最百思不得其解的是260与4668。
单纯看参数，260的通态电阻是4668的十倍，4668应该完胜260。
但在上电运行后，感觉差不多，满功率输出时问题暴露了，4668发热要比260发热量大。运行10分钟，260温热，4668烫手。这引起了我的困惑，明明电阻小于260，为什么发热量倒大？
我想到了可能是开关不完全。
可是都是正常工作，哪来的不完全开关？
于是我想到了G极上升沿。
听说上升沿慢，开关就不利索，就会造成发热量大。
就此想法，做出对比验证实验。
一共用250,260,460,4668四种场馆来进行对比实验。
250和460发热原因主要由通态电阻引起，于是只放出测量参数，不对比。
![nEO_IMG_DSC_1322.jpg]()
实验设备，用两个100uH电感代替负载。
上升沿对比
图像为实测MOS的G极波形
![nEO_IMG_DSC_1332.jpg]()
IRFP260
![nEO_IMG_DSC_1418.jpg]()
IRFP4668
![nEO_IMG_DSC_1423.jpg]()
IRFP460
![nEO_IMG_DSC_1428.jpg]()
IRFP250
由图可看出，其中260的上升沿的确比4668快一些。250和460的上升沿总体比较快，所以它们的发热应该主要由导通电阻引起。
下降沿对比
图像为实测MOS的G极波形
![nEO_IMG_DSC_1333.jpg]()
IRFP260
![nEO_IMG_DSC_1417.jpg]()
IRFP4668
![nEO_IMG_DSC_1424.jpg]()
IRFP460
![nEO_IMG_DSC_1427.jpg]()
IRFP250
由图可看出，250、260、460基本持平，4668大于此三者。这也有可能是4668发热较大的一个原因。
查阅资料可得，
250：导通时间25nS，上升时间50nS，关断时间60nS，下降时间40nS
260：导通时间23nS，上升时间30nS，关断时间90nS，下降时间28nS
460：导通时间18nS，上升时间59nS，关断时间110nS，下降时间58nS
4668:导通时间41nS，上升时间105nS，关断时间64nS，下降时间74nS
从理论角度，260在上升沿时间也大于4668。下降沿和关断时间虽然4668略胜一筹，但相差不大，远小于上升时的时间差。另外，也不存在不完全关断的问题。
经过实验，初步验证了4668发热量大于260的问题，得出推测：4668发热量大是由上升沿慢，导通时间慢引起的。
希望得到具备更好实验条件的前辈进一步验证。
对于昨天与@baiwenglong 交流和提出的问题，我也做出了思考。
三、分析ZVS大功率或大电流运行时不稳定现象的分析与推测
实验发现，并联于两场馆D极的电容，容量越大，电流越大，功率越大。所以我经常并联三个甚至四个电磁炉MKP来提高功率。但是我发现，电流一大，感觉效率就降低了。经过理论推算，找到了一部分原因。
这个原因可能有两点：
1、MKP参与谐振，容量越大，频率越低。不过电容通交流电，而MKP两端刚好是正弦波形，所以MKP有可能通过电流，导致效率下降。
MKP通过的电流与容抗有关，在电压一定时，与两个量有关：容量，频率。
而容量变化，频率也会变化。
那就需要计算，在电容量变化时，容抗究竟变大变小。
![nEO_IMG_DSC_1287.jpg]()
![nEO_IMG_DSC_1288.jpg]()
由计算得，效率下降。但频率下降，ZVS初级等效电感一定，会导致初级内电流变大从而增加有用功率。
2、但是我发现，电流一大，MOS发热就剧烈。
用示波器观察波形得知，在大电流运行时波形急剧变化，严重变形。
其原因，我要归结于两个方面：
1.首先以我自己的角度理解一下ZVS的运行原理。ZVS的G级控制可以看作是一个可以储存电能的地方（因为稳压管工作需要能量），电能从470 Ohm电阻进入，充斥整个控制单元。在单元内有电能（G级为高电平）时，场馆导通。随后波形由谐振控制，从峰值下降，当下降到单元内部的电平时，这个单元内部储存的电能会被快恢复二极管导走，G极会回到低电平，场馆关断。另一个场馆与此正相反。这个状态在两个场馆中循环运行。
2.在大功率运行时，次级上消耗的电能多，控制单元内部储存的能量会很快达到被排走的状态而被排走。此时场馆开始关断。而另一个场馆由于470电阻限制，并没有进入足够的能量，导致波形变化，MOS开关不彻底而严重发热。理论上解决办法是，降低470电阻的阻值。
3.两个控制单元内部的能量是交替运行的，但因为有上升沿和下降沿，导致二者一定相交。
![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
这就是理论上的交点，我在实验中发现了。而这个交点很奇怪，两个G极测量，下降沿的平台开始的一瞬间，上升沿开始，下降沿平台过去的那一瞬间，上升沿的平台到达同一高度并且开始出现平台。上升沿平台过去的一瞬间，下降沿结束。而且交点是一个MOS没完全开，一个MOS没完全关（不再绝对的零电压开关状态），持续了一段时间后才变化。
我又把一个MOS的G级和另一个MOS的D极加起来测量，发现：
![nEO_IMG_DSC_1426.jpg]()
交点构造的平台完全重合。
![nEO_IMG_DSC_1430.jpg]()
与自己的D极测量，发现平台相交结构与两G极一样。这说明ZVS不在零电压开关状态，另外场馆通断与另一个场馆的G极有密切关系。
对于小平台及其导致的不在零电压开关状态，我作此解释：
快恢复二极管有正向压降。由一个场馆的DG两极波形可以看出，在此MOS没有完全导通时，快恢复二极管已经失去了导走电能的能力，所以这个MOS的控制单元开始充电。而二极管在有正向电压时不导通，唯一的解释就是正向电压小于正向压降。所以（参照一只场馆DG极图），在没有完全导通时，控制单元就已经开始充电。而在下降沿唯一能触发小平台开始的，就是一个上升沿的开始，因为这是同一时间发生的。而一个G极上升沿的开始，又代表着另一只场馆开始关断，他们是绑定的。
所以，我给出的过程是这样的：一只导通的场效应管MOS1由于谐振波形而即将关断。此时MOS1的控制单元的快恢复一直处于高电平状态。当到达一个值，即MOS2 D极电压降到MOS1控制单元的电平时，MOS1控制单元泄压（参照图1429）。此过程，MOS2的控制单元一直处于泄压状态。（参照图1431）当泄至快恢复的正向压降时，MOS2的控制单元停止泄压开始充电，MOS1关断。此时两只MOS都处于关断状态，但电容两端电压却是一个高一个低，于是此时所有能泄压的都在给电容充电。这就是那个下降沿小平台。除了MOS1 D极、MOS2控制单元和电容电平变化外（这三个引脚是等效的），所有电平保持平衡。当这三个等效点电平越过快恢复的正向压降，MOS2控制单元足够导通了，MOS2导通。导通后，MOS2连接的电容端泄压。这就是上升沿小平台。电容端电压小于快恢复的正向压降后，MOS1越过小平台，继续上升。循环。
这就是我所有的分析。
四、预告
接下来我将做我的第一个TC，高度是135cm的3000W SGTC。
敬请期待！
———————————END———————————![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
经过一番努力，终于拍完了所有组图！组图为父亲拍摄及后期处理，感谢父亲一直以来的支持！
也算给好久不活跃的ZVS折腾一下。
这个帖子，我主要分为四步：
一、发布新ZVS
ZVS，作为一款经典的逆变电源，有其优点也有其不足，不过因为元件易得，电路简单，一直受广大创客的热爱。
我自己，为了给夏天即将开张的网店增添第一点东西，设计了一款PCB，并由一款PCB延伸出了三款PCB。三款PCB电路相同，体积不同，适用于不同功率下长时间工作。
这就是我这款PCB，体积7cm*8.8cm。三款PCB中，最小的一款小于4*6cm。
由于是第一次设计，边缘线做得很大，大家看到了吧。这就是一种浪费了，要么把铜敷扩到边上，要么缩小边缘节省体积。涨经验了。
成品图，电容从卤豆腐那里采购而得，其他所有元件都是正规大厂家直接进货，保证了产品的稳定性。
已经具备批量生产的能力。这是成品的多角度图。每一个上面的MOS用的都不一样，其中有250、260、460、4668四种场馆。为了给下文的研究作硬件铺垫。
很壮观吧！
下面用IRFP260场馆的成品来测试PCB。
全套设备。
高压包负载时D极波形。
输入38V，推背投高压包3+3T拉弧，长度约有20cm长，铝制散热器很快烫手，烧铁丝能瞬间烧的火星乱蹦。铝制散热片上压着的是EC40变压器磁芯。
横向拉弧，非常壮观。在离子火最上端，可以看到高温等离子体。
电流峰值16A，不过因为电源不给力（36V10A，硬调到38V，上到这种功率我已经很惊讶了），电压被拉到36V。粗略算得功率，16*36=576W。
到此，新品发布结束，请多多指教。
下面，展开我对ZVS的一点想法、思考和研究。
二、对于工作过程中场馆发热原因的探究
我在实验中发现，不同场馆的ZVS，实际驱动效果相差万里。
曾经，在玩ZVS的初期，我很幼稚的认为，场馆参数越高，效果就越好。所以从250升到260，效果不错；从260升到460，效果大打折扣；从460升到4668，效果又和260相差不大。
查阅资料，给出几个数值：
250：200V 33A Rds<0.085 Ohm
260：200V 50A Rds<0.04 Ohm
460：500V 20A Rds<0.27 Ohm
4668：200V 130A Rds<0.004 Ohm
250和260之间的差别很好解释，导通时DS间电阻比260大一倍，所以发热严重，大功率有炸管危险。250我今天也在用，用在功率比较小的时候；
260和460的差别更好解释。虽然四百六数值上比二百六大，但性能却不适合用在低压ZVS。最大电流460小于260，最重要的是，460通态电阻接近260的七倍！460主要是电压高，可用于市电。在小电压运行时，电流耐受才20A，我的ZVS就已经16A了，有点危险。
最百思不得其解的是260与4668。
单纯看参数，260的通态电阻是4668的十倍，4668应该完胜260。
但在上电运行后，感觉差不多，满功率输出时问题暴露了，4668发热要比260发热量大。运行10分钟，260温热，4668烫手。这引起了我的困惑，明明电阻小于260，为什么发热量倒大？
我想到了可能是开关不完全。
可是都是正常工作，哪来的不完全开关？
于是我想到了G极上升沿。
听说上升沿慢，开关就不利索，就会造成发热量大。
就此想法，做出对比验证实验。
一共用250,260,460,4668四种场馆来进行对比实验。
250和460发热原因主要由通态电阻引起，于是只放出测量参数，不对比。
实验设备，用两个100uH电感代替负载。
上升沿对比
图像为实测MOS的G极波形
IRFP260
IRFP4668
IRFP460
IRFP250
由图可看出，其中260的上升沿的确比4668快一些。250和460的上升沿总体比较快，所以它们的发热应该主要由导通电阻引起。
下降沿对比
图像为实测MOS的G极波形
IRFP260
IRFP4668
IRFP460
IRFP250
由图可看出，250、260、460基本持平，4668大于此三者。这也有可能是4668发热较大的一个原因。
查阅资料可得，
250：导通时间25nS，上升时间50nS，关断时间60nS，下降时间40nS
260：导通时间23nS，上升时间30nS，关断时间90nS，下降时间28nS
460：导通时间18nS，上升时间59nS，关断时间110nS，下降时间58nS
4668:导通时间41nS，上升时间105nS，关断时间64nS，下降时间74nS
从理论角度，260在上升沿时间也大于4668。下降沿和关断时间虽然4668略胜一筹，但相差不大，远小于上升时的时间差。另外，也不存在不完全关断的问题。
经过实验，初步验证了4668发热量大于260的问题，得出推测：4668发热量大是由上升沿慢，导通时间慢引起的。
希望得到具备更好实验条件的前辈进一步验证。
对于昨天与@baiwenglong 交流和提出的问题，我也做出了思考。
三、分析ZVS大功率或大电流运行时不稳定现象的分析与推测
实验发现，并联于两场馆D极的电容，容量越大，电流越大，功率越大。所以我经常并联三个甚至四个电磁炉MKP来提高功率。但是我发现，电流一大，感觉效率就降低了。经过理论推算，找到了一部分原因。
这个原因可能有两点：
1、MKP参与谐振，容量越大，频率越低。不过电容通交流电，而MKP两端刚好是正弦波形，所以MKP有可能通过电流，导致效率下降。
MKP通过的电流与容抗有关，在电压一定时，与两个量有关：容量，频率。
而容量变化，频率也会变化。
那就需要计算，在电容量变化时，容抗究竟变大变小。
由计算得，效率下降。但频率下降，ZVS初级等效电感一定，会导致初级内电流变大从而增加有用功率。
2、但是我发现，电流一大，MOS发热就剧烈。
用示波器观察波形得知，在大电流运行时波形急剧变化，严重变形。
其原因，我要归结于两个方面：
1.首先以我自己的角度理解一下ZVS的运行原理。ZVS的G级控制可以看作是一个可以储存电能的地方（因为稳压管工作需要能量），电能从470 Ohm电阻进入，充斥整个控制单元。在单元内有电能（G级为高电平）时，场馆导通。随后波形由谐振控制，从峰值下降，当下降到单元内部的电平时，这个单元内部储存的电能会被快恢复二极管导走，G极会回到低电平，场馆关断。另一个场馆与此正相反。这个状态在两个场馆中循环运行。
2.在大功率运行时，次级上消耗的电能多，控制单元内部储存的能量会很快达到被排走的状态而被排走。此时场馆开始关断。而另一个场馆由于470电阻限制，并没有进入足够的能量，导致波形变化，MOS开关不彻底而严重发热。理论上解决办法是，降低470电阻的阻值。
3.两个控制单元内部的能量是交替运行的，但因为有上升沿和下降沿，导致二者一定相交。
这就是理论上的交点，我在实验中发现了。而这个交点很奇怪，两个G极测量，下降沿的平台开始的一瞬间，上升沿开始，下降沿平台过去的那一瞬间，上升沿的平台到达同一高度并且开始出现平台。上升沿平台过去的一瞬间，下降沿结束。而且交点是一个MOS没完全开，一个MOS没完全关（不再绝对的零电压开关状态），持续了一段时间后才变化。
我又把一个MOS的G级和另一个MOS的D极加起来测量，发现：
交点构造的平台完全重合。
与自己的D极测量，发现平台相交结构与两G极一样。这说明ZVS不在零电压开关状态，另外场馆通断与另一个场馆的G极有密切关系。
对于小平台及其导致的不在零电压开关状态，我作此解释：
快恢复二极管有正向压降。由一个场馆的DG两极波形可以看出，在此MOS没有完全导通时，快恢复二极管已经失去了导走电能的能力，所以这个MOS的控制单元开始充电。而二极管在有正向电压时不导通，唯一的解释就是正向电压小于正向压降。所以（参照一只场馆DG极图），在没有完全导通时，控制单元就已经开始充电。而在下降沿唯一能触发小平台开始的，就是一个上升沿的开始，因为这是同一时间发生的。而一个G极上升沿的开始，又代表着另一只场馆开始关断，他们是绑定的。
所以，我给出的过程是这样的：一只导通的场效应管MOS1由于谐振波形而即将关断。此时MOS1的控制单元的快恢复一直处于高电平状态。当到达一个值，即MOS2 D极电压降到MOS1控制单元的电平时，MOS1控制单元泄压（参照图1429）。此过程，MOS2的控制单元一直处于泄压状态。（参照图1431）当泄至快恢复的正向压降时，MOS2的控制单元停止泄压开始充电，MOS1关断。此时两只MOS都处于关断状态，但电容两端电压却是一个高一个低，于是此时所有能泄压的都在给电容充电。这就是那个下降沿小平台。除了MOS1 D极、MOS2控制单元和电容电平变化外（这三个引脚是等效的），所有电平保持平衡。当这三个等效点电平越过快恢复的正向压降，MOS2控制单元足够导通了，MOS2导通。导通后，MOS2连接的电容端泄压。这就是上升沿小平台。电容端电压小于快恢复的正向压降后，MOS1越过小平台，继续上升。循环。
这就是我所有的分析。
四、预告
接下来我将做我的第一个TC，高度是135cm的3000W SGTC。
敬请期待！
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 16:44
继续。。看看经典的分析
隔壁论坛做的仿真分析。。那边ZVS不怎么普及的= =
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/read ...
是的，关注到那个小平台了，在接下来的分析中会展现我对小平台的分析
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 17:23
哦，对了，还有发现个问题，就是关于PCB的布局。。大电流的谐振腔布线还是细了点，，，大电流有点吃力
...
谢谢建议，不过这只是第一版，第二版已经改进了。[s:9]
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 16:38
欢迎学生党。。我13。。。
话说这段分析挺不错。。另外ZVS的工作过程中依赖于初级电感的负反馈作用。
...
另外我其实不觉得ZVS工作依赖初级反馈。。。。。。
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 18:16
我错了。。又看了看电路，重新用Multisim做了遍仿真
这次把初级变压器去了，只保留两个初级漏感等效的电 ...
是吧，我在看波形时没发现有反馈干扰的痕迹。为了解释小平台，我把快恢复和电容都考虑了......
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 19:09
看了看仿真分析。。很明显mos的G级是由另一个MOS的D级通过快恢复二极管控制的，由于二极管的正向压降，导致 ...
那我算是...说对了？
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反了吧......能测到G级有电压不就证明MOS没接地不就证明MOS关断么......
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另外由于这个图
![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
有一个短过程，两MOS都关断。
有一个短过程，两MOS都关断。
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 19:54
一个MOSG级电压上升，这个MOS开启，D级电压一定下降。。。
这时另一个MOS的G级电压下降，开始关断，内阻 ...
是啊本来G极有电压D极就平了，那个DG在一起的图片是一个的D，另一个的G
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 20:18
给驱动单独供电是个不错的主意，用12V 给电阻单独供电
单独供电也无济于事的，再内阻也不能把电阻电压拉到12V以下。倒可以降低电阻试一试。
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 20:31
听说ZVS工作时会严重影响电源，会不会有这方面原因。。
不过LZ的电源是惨了点。。。换个电源吧
准备冒死把电压升到48V= =我有一枚48V50A电源
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dcss 发表于 2014-1-19 22:15
能不能先开个套件出来 哪怕你拿你老爸名义先开店呢
套件已经出炉！毕竟如果要开店，我只有这一个东西可以拿出来卖，产品不够多样化，可供选择的产品不多，所以才没急着开店。先丰富了自己，才有能力去卖东西。
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本帖最后由 caesar_king 于 2014-1-20 08:33 编辑
感谢支持！感谢您对我有这么高的评价！一定会接着努力！感谢挑出了我的错误！发现错误才能前进嘛~
在我考虑负载时，的确没有考虑铁粉芯磁芯高频损耗的问题。而且用两个电感代替的想法也是由电路图来的，却没有想在实际应用中两段绕组是绕在同一个铁芯上的，而且也没有考虑是否有输出对波形有没有影响。这些都是我忽略的地方，会立即订正。
至于工作原理，我曾经尝试着分析，后半段的相关实验和理论分析就是立足于我想出来的可能的工作方式。随后的修订，我会将我想出来的可能的工作方式加入进去。
至于您后来说的一系列名词，除了Q值在算TC次级时曾经涉及过以外，其他的基本都没有听过，也没有考虑，也并不知道会对电路造成什么影响。所以已经开始学习，您说的那本书我即刻就购买，攻读。
我现在能够完成的修正，我会立刻就做并且修改或新发一帖。
最后再次感谢您对我的支持！一定加倍努力！
最最后，悄悄说一句= =我十六咯= =十三的是这位同学baiwenglong
左哥 发表于 2014-1-20 05:31
请注意！接下来我可能会把你的错误全部挑出来，但我绝对没有贬低你的意思，因为所有的大神都有一段经历，叫 ...
感谢支持！感谢您对我有这么高的评价！一定会接着努力！感谢挑出了我的错误！发现错误才能前进嘛~
在我考虑负载时，的确没有考虑铁粉芯磁芯高频损耗的问题。而且用两个电感代替的想法也是由电路图来的，却没有想在实际应用中两段绕组是绕在同一个铁芯上的，而且也没有考虑是否有输出对波形有没有影响。这些都是我忽略的地方，会立即订正。
至于工作原理，我曾经尝试着分析，后半段的相关实验和理论分析就是立足于我想出来的可能的工作方式。随后的修订，我会将我想出来的可能的工作方式加入进去。
至于您后来说的一系列名词，除了Q值在算TC次级时曾经涉及过以外，其他的基本都没有听过，也没有考虑，也并不知道会对电路造成什么影响。所以已经开始学习，您说的那本书我即刻就购买，攻读。
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虎哥 发表于 2014-1-20 06:30
IRFP4668的上升时间小于100nS，对于几十KHz的应用来说算是低的了，楼主测到的上升下降时间不是管子的参数。 ...
的确，我所测量的并非管子的参数。因为在这个电路中，MOS驱动电路的上升时间远大于MOS本身的上升时间。所以我测量的是驱动电路的上升时间，因为470电阻的存在，驱动电路上升一定存在一个较长时间。在驱动电路上升过程中，会造成管子硬开关而导致发热。但驱动电路是一样的，频率也近似相同，不知道为什么实测的不同管子的上升时间却不同。所以我把原因归结为管子本身上升时间不同导致。
因为我的测试条件不够，不知道在ZVS电路中究竟什么引起MOS发热。我在实验中发现了两个可能因素，一个是通态电阻，一个是MOS驱动电路上升沿导致硬开关。不知道是什么影响了驱动电路上升沿时间，可能与管子参数有关。另外有一些MOS主要因素是通态电阻，比如460；有一些则是我所猜测的，比如4668。解决了这个问题，就可以找到最适合ZVS工作的MOS管。望得到科创仪表局的帮助。
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 09:19
我觉得可能和MOS的结电容有关系。。查一下，因为mos开启实际上是需要对这个等效电容充电的。。。一般的大 ...
但460上升却比260快很多，和250是一个等级的
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左哥 发表于 2014-1-20 12:00
啊哦，我弄错了，@baiwenglong（KCID），他是13岁
为什么输出的两个线圈不绕在同一个电感上也能工作呢？ ...
我认为此电路工作与耦合没有关系。因为无抽头双电感电路其实就是这个电路，把负载换成两个电感，经典电路中的电感去掉，然后在这两个电感两端并负载。而无抽头电路也可以工作，所以此电路工作与磁场耦合应该没有关系。
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左哥 发表于 2014-1-20 12:12
嗯，正是因为这个结电容，所以才会对G极电压的上升沿和下降沿的绝对值有影响，除此之外，还有米勒效应的 ...
我考虑到了结电容的关系，但与我的实际测量不符，比如460结电容大于260，却比260快
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左哥 发表于 2014-1-20 13:23
我指的是另一个二极管，谐振自我关断的过程：你先看着图，假设上管导通，通过下G上D二极管使下管关断，这 ...
的确是由LC谐振回路完成的，在我的帖子里有体现。因为那一张波形图，下G上D的波形图，很明显可看出是由谐振回路完成的
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左哥 发表于 2014-1-20 14:28
这个我不能准确分析，请深入讲解~
把经典电路改一下：负载绕组改为两个独立电感，取消经典中的电感，把两个470电阻直接接在电源正极上，再看，是不是就是双电感无抽头ZVS！
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 17:22
哈，其实都是一个电路，变种罢了。。
这个电路真的很巧妙哈，不用依靠反馈就就能起振了
一个快一个慢，快的那个靠二极管硬把慢的那个控制电平拉低？
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tyl961115 发表于 2014-1-21 13:22
ZVS状态下，上升沿下降沿的关系不大啊，应为开启和关断的时候管子两端没什么电压啊。并不会造成损耗
是的，但是在导通时，驱动达到导通电压较长时间后管子才导通。这是米勒平台导致的，所以后文在讨论米勒平台的成因。但由于事先不知道米勒平台的存在，所以解释中没有加入管子的结间电容，出了一点漏洞。
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go炮君 发表于 2014-1-21 13:57
研究证明，zvs中不可使用粉心电感，且电感为150uH 为宜
电容0.33 1200V
电阻470 5W（不是3W）
呃这真是一个散热的好主意= =但好像没那么多热可以散啊= =
470电阻3W目前足够了，功率还没那么大吧，以后大功率再换5W。
铁粉芯磁芯高频损耗的确要考虑，我下一步考虑以下换什么磁芯。
场馆并联我倒没想过，下一步会尝试，感谢此建议。
场馆放外围的建议，在接下来的PCB中会这么做，谢谢建议。
至于D极线路，我现在不到20A的电流，而且双面走线，基本不发热。
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zhouxudongkfq 发表于 2014-1-27 17:04
怎么和我在淘宝上买来的几乎是一样的呢
怎么可能啦我自己设计打样的。你看走线就知道了。就怪我忘记在PCB上打我的名字了= =现在设计的所有PCB上都印我的名字。下次不能出这种误会啦
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