回复LSS：是的，会有缩水的情况，但是其实核心工艺也增强了很多，代表性的就是后期的氧化物阴极效率。

回复LS：效果图后面会有，6P13是个很好的管子，和6P12不同，它耐压比较高，放射能力是一样的。

供电电压是几V？然后RFC扼流圈和主谐振回路参数是多少？这个线路我前些年做过

可以分析出来原因，因为阻抗有时候往往就是电弧效果的表现，

加音频很简单，看我视频的效果，6P12P做的，纯电子管线路，前级6J2调制帘栅极，五年前的作品

XXXXXXXXXXXXXXXXXXX/v_show/id_XMTM5MTc1NjM2NA==.html

具体原理图是我设计的，用电子管曲线匹配帘栅极的阻抗，找到一个最大变化线

因为那个时候比较中二，追求完全的胆味，所以完全没用运放，用运放就可以阴极调制，声音更大。

言归正传，继续连载

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注意到一楼最后，我有一个打*的一段。

其实这是我第一次做真正意义上的VTTC，里面提到了这个栅极反馈电阻，

我查了好久，从来没有人真正在中文爱好者社区真正解释过这个RC的含义，其实它非常重要

可以说是精髓之所在，今天我就来揭开它的面纱：

还是主楼那张原理图，很多人都习惯把电子管当作MOS管来看待，从它激角度是没错的。

但是电子管其实非常精密，里面有很大的学问，微观尺度影响它性能的方方面面

电子渡越、二次电子发射、电子云储备等问题都在影响它偏离一个理想压控元件。

当然在低频的情况下，我们不需要细致到这种程度分析，

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但是我们可以知道的是，由于热电子发射的原理，阴极会产生电子发射的现象

但是由于电子这时候是没有牵引的，这时的电子被称作自由电子，

而当线路开始正常震荡的时候，由于主回路的选频作用，会产生谐振，此时FB也会感应出正弦电压。

而如果仅仅把电子管栅极当作电容分析，此时1n与68K并联，不考虑68p电容

回路感抗为w（mLsed+Lfb）+R（R+1/wC）/wC+1/wCg

而分压仅仅为（1/wCg）/（w（mLsed+Lfb）+R（R+1/wC）/wC+1/wCg）

从交流分量上看，分子分母都含w，就是简单和频率相关的分压关系。

而从另一个角度，考虑电子云的存在，大量聚集的电子云，会被栅极吸引，正半周期飞向栅极

而负半周期，会对电流通过形成阻力，

这样一来，分析就会完全不同，此时栅极可以近似看作为一个二极管，对正弦电压整流。

在1nF电容C上，就会不可避免的产生一个左负右正的电动势，以抵消二极管的电子云带来的影响。

这个电压在稳态后，会与上面计算出的分压叠加，

E+（1/wCg）/（w（mLsec+Lfb）+R（R+1/wC）/wC+1/wCg）

这才是最终情况下，栅极上的电压表达式。

可以看出，栅极反馈电压有几个参数影响：

偏压E

w频率

Cg栅容

R栅阻

Lfb反馈电感

Lsec次级反射电感

m次级耦合度

这就是为什么VTTC难调，不容易成功的原因，往往就是无法权衡这几个参数才会导致偏压不正确。

（反着看绿色波形就是栅极波形）

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重新看待电子管的特性，电子管由于0压情况下，电子云依然存在

所以会存在静态阳流，所以电子管是负压截止的，必须在栅极给一个截止电压。

而如果没有这个RC，那么正弦波必然会在电子管的正区间摆动，永远处于放大状态，也就是俗称的AB类放大器。

而加上这个RC，自动产生的负偏压，就会让电子管在部分区间截止。

这时候，VTTC工作在高效的C类放大条件下，效率可高达78.5%，当然通过处理理论效率可高达100%（暂不讨论）

这样就可以实现发挥电子管的最大效能。

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以上就是VTTC的秘密所在，也是很多人做不好的关键所在。

其中RC组合的选择，需要遵循以上列出公式，效果能否做到最好，就看公式匹配的如何。

可以用模拟软件模拟一下大致的电感量，我记得论坛有这个工具。

那个线路你仔细一看，其实是一个空气电容反馈的电容三点振荡器，反馈回路形成电容对栅极震荡。

这个电容大概是XXXX级的，所以你无论怎么换10nF反馈电容，都基本上影响不大的。

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主要的调节就是调那个反馈环的大小，对电弧效率影响很大。

因为原电路是ry-50，这个偏压和6P13P还不太一样，如果用6P12P做，用小电阻给一个自偏压。

类似胆机攻放那样的，220uF就可以很稳定了，效果至少提升一个层次。

我用6P12P做如果不考虑音频调制，可以做到图中2倍大小长度的金黄色火焰。

ps：FU50这个管子，国内很多都是坦克电台上淘汰下来冒充新管，而且容易漏气要小心甄别

刚才也有人提到6P12P的屏耗只有12W，这是什么概念呢。

就是假设加120V电压上去，100mA的电流，继续加大就会减少6P12P寿命。

这个指标放在今天，还比不上13001三极管的参数。

但是电子管有个好处，就是可以用比较高的电压，而半导体器件不可以，一旦超压迅速损坏。

所以1200V 100mA和120V 1A效果是一样的，

而特斯拉线圈一条电弧的形成只要ms级别，所以就允许脉冲方式让电子管工作，减少屏耗。 

所以让VTTC脉冲方式工作，有利于保护电子管的正常运行，所以可以设计以下电路。

用一个50UD作为开关管，断开红X的地方，这样就可以实现低电平电位地平面开关。

单片机的信号是一个点焊机控制板改装的，能产生可控的脉冲。 主控单片机是STM32F030

799ea59792e227c4d583cf9afcd3c328.mp4 点击下载

50HZ正弦波的一半就是10ms，也是半波整流的一次有效周期。

重复频率大概是1HZ，ontime是10mS，这样就可以刚刚好卡住一次上升的正弦波。

可以看到视频里面“啪啪啪哒哒哒塔塔塔”的声音，这是因为开通周期并不能完全契合正弦波有效周期。

导致有效导通周期并不一定，而是呈现不规则变化，而这样就会导致电弧不稳定。

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接下来我解决这个问题

蓝色波形就是之前随机定频灭弧的效果，可以看到是会造成锐利的开通和关断。并且有效值不确定。

而如果实现红色波形区间导通，就可以做到跟随每个波开通而开通，

并且还是零电压，零电流开通，很小规格的IGBT就可以实现对VTTC的开通和关闭，发热小，工作稳定。

电路非常简单，比起用LM741放大整流，送入NE555的单稳态触发器的老方法。

从接近四五十个元件，变成了只要一对二极管和单片机，因为太过于简单，就不画电路图。

原理：正弦波从市电取电，进入钳位二极管，钳位二极管送入单片机触发中断反复更新标识位，20ms一次。

而灭弧的频率一般是远远低于50HZ的，就可以按照正常的灭弧方式开关输出，

并且查询标识位是否使能，单片机代码开源如下：

if(!wk_st);;//HAL_PWR_EnterSTOPMode(PWR_MAINREGULATOR_ON,PWR_STOPENTRY_WFI);
HAL_GPIO_WritePin(EN1_GPIO_Port,EN1_Pin,GPIO_PIN_SET);//enable 12V vol rail
HAL_Delay(200);
if(wk_st)
    {
        HAL_NVIC_EnableIRQ(EXTI2_3_IRQn);
        allowedge=ENABLE;
    }

HAL_Delay(100);//avoid repetion trig erro
allowedge=DISABLE;
HAL_GPIO_WritePin(EN1_GPIO_Port,EN1_Pin,GPIO_PIN_RESET);//enable 12V vol rail
HAL_Delay(300);
-EXIT CALLBACK-
else if(GPIO_Pin==CHAR_Pin)
    {

	if(allowedge)
     {
        HAL_TIM_PWM_Start(&htim14,TIM_CHANNEL_1);		
        HAL_GPIO_WritePin(PULSE_GPIO_Port,PULSE_Pin,GPIO_PIN_SET);
        HAL_Delay(ontime);
        HAL_GPIO_WritePin(PULSE_GPIO_Port,PULSE_Pin,GPIO_PIN_RESET);
        HAL_TIM_PWM_Stop(&htim14,TIM_CHANNEL_1);	
        allowedge=DISABLE;
        HAL_NVIC_DisableIRQ(EXTI2_3_IRQn);
      }
    }

由于48Mhz的高效率处理，库函数即使一条指令运行十几次，也能做到us级别的处理效率，对灭弧来说精度高3个数量级。

所以能够很好的实现以上红色波形的跟随，实际工作的过程中，可以做到微小的发热和更高的耐压。

61ddb325b4dfc7885d3c417ba47e0648.mp4 点击下载

可以看到，效果是相当立竿见影的，

电弧声音从清脆变成了沉闷的“pongpong”，这是因为没有高频成分所致，都是50HZ基波调制。

由于从0开始的功率上升，可以实现类似QCWDRSSTC的剑型电弧上升效果

XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/80477像这个帖子一样。

电弧长度增加的同时，电网的正弦波自然叠加在电子管上，就可以实现10mS级别的QCW灭弧。

它可以仅关乎于普通交流变压器功率大小，省去了纷繁复杂的BUCK等电压调制结构，可谓是一举两得。

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这种灭弧就是我想说的，VTTC的精髓之二，此技术能让电弧非常长，能量集中释放。

对于某些喜欢简单、粗暴的爱好者来说，越过这道坎，就变成了谁变压器大，谁电弧就大的模式，

投入产出比相当线性，暴力美学满分。

topriod.stl 364.44KB STL 72次下载

可以，STL直接丢进3D打印机，最低精度大概3小时打好

确定了以上原理之后，就明白了VTTC做好的基本方法，和正向设计思路。

接下来从工程角度上看，就剩下加电压这个过程了，

欧姆定律告诉我们，电压越大功率越大，但是这个大在特定系统中是有极限的。

决定他的就是线圈输入阻抗Z

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在特斯拉线圈爱好者领域里，有个非常常见的误解，就是把Zsurge当成是ZLoad

这个问题不仅在国内社群常见，国外社群亦是如此

Zsurge是啥，是L/C开方成正比的指标，这个指标是有量纲的，单位是欧姆

但是常见的是，串联谐振阻抗输入阻抗为0，并联谐振阻抗输入阻抗为∞，这种情况如何估算阻抗。

初级线圈是L1，次级线圈是L3，L1和L3的耦合度是K，

假设初级线圈电流是I1，耦合度是M，自然而然作为松耦合变压器，就会折算阻抗到初级线圈。

而次级线圈的阻抗是电弧，电弧在电路中是一种非常有趣的负载：

电弧类似于电容的介质损耗，所以可以认为是并联到次级线圈的电阻，同样电弧本身存在自容。

那么就可以看作同样存在串联到地的电阻，

主流理论上一般会把电弧看作一段有损开路传输线，均匀的串联电阻，并联电容。

而由于次级线圈的电感量相比于电弧太大了，所以不考虑它的电感特性。

所以可以看作是一个集总参数的RC，R和C都随着电弧的增加分别减少和增加。

而实际上，可以描述为N*R+J1/wC*N这样的简化表达式

扯得有点远，但是必须讲，理解这一点之后。

就能得出松耦合变压器的阻抗计算公式，Zpri=(w*M)^2/Zspark=(w*M)^2/(N*R+J1/wC*N)

以上集总公式是粗糙、不准确的，但是能够反映出趋势

可以看到，初级线圈输入阻抗近似于w的三次方成正比，与耦合系数的平方成正比。

与电弧长度成反比，

有些初中、高中的同学会有疑问，特斯拉线圈的变压器特性到哪去了？

很简单，M=K*sqrt（L1L2），K是耦合度，M是耦合系数，

我们分开K和sqrt（L1L2）两个因子看待问题，K一般越小，M就越小，而如果M相对较大。

两个电感线圈的几何平均值就会越小，这意味L1或者L2中任意一个值小，M就会大。

而这个隐藏规律就是松耦合变压器的变比，也就是我们直觉上的匝比N，进一步验证表达式的有效。

只需要知道关键点就是，初级阻抗和频率、电弧长度、耦合系数、初次级线圈电感量相关的值。

而且是一个动态变化的值，不能傻乎乎的认为，仅仅电感大，电容小阻抗就大（那只是Zsurge）

当理解到这个程度之后，就回到初中学的，如何在有内阻的电源上获得最大的输出功率。

结论是Zs=ZL，而VTTC的Zs是什么？

不谈HFSSTC的扼流圈RFC模式，RFC要用电流源联立分析，相对一楼电路图的电路。

Zs就是电子管的内阻，注意大部分真空管书籍上的动态内阻计算方法是错误的（这里有个大坑、不展开。写不完）

按照动态内阻去算，6P12P根本做不出长度2-30cm的电弧。

而上面的两个内容，已经清楚的告诉读者怎么去计算匹配了，我是用纸算的，可以配合仪器设备测算。

具体的过程同样不展开，因为具体情况具体分析。

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至此阻抗匹配的方法，分析完毕。需注意，以上并没有把初级电容考虑进去，所以不能引申到其他TC上。

VTTC的三板斧最终完成，意味着它在我眼里，任何变换都是富有规律的，正向设计可以顺利进行。

三个电子管的测试视频链接如下：

XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/video/av97462928/ 小型VTTC电子管特斯拉线圈三联测

吐个槽：youku越来越慢，感觉可能要挂了，相比b站打开视频快多了

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首先就是6P12P了，下图为测试效果，10ms*3，50% duty，电弧长度约为2-30cm。

可以看到6P12P表现得相当平静，

但是谁知道我烧了多少这个管子，哈哈哈哈，6P12P的跨导最大28mA/V可不是闹着玩的。

其中如果发现升高电压的时候，在管内形成打火，不要盲目的认为是耐压不够。

而要考虑是管子自己在比较高的频率上产生了寄生振荡，寄生振荡会在管子内部形成金色电弧。

所谓只要超不死就往死里超，虽然供电电压才不到2KV，但是谐振出来电压很高。

6P12P原本1000个小时的使用寿命，被这样玩，就只剩下10小时了= =。

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下一个选手是FU19，这个管子在国外的型号是QQE06/40，这管子被某些商家吹成军用指定放大管，

其实内阻相当的大，两对内部的管子并联输出，总共可以达到80W，确实是传输线振荡器线路的专用管。

这种管子类似FU29、FM30等，可以在推挽形式的里切尔振荡器用，而且工作频率相当高。

而用在VTTC里，需要非常强的驱动能力，才可以完善的推动，而且工作电压很高才行。

这样玩的下场是什么？

每一次放电都会在阳极上看到星星点点的火光，可能是二次电子放射在稀薄的管内空气中产生了电离。

最后阴极和栅极发生了一次打火，这是正儿八经的超功率使用，直接把表面的氧化物打掉了一块下来。

这也是二手电子管不要随便买的原因，因为你不知道她曾经经历过多少次违规操作的蹂躏。。。

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最后的选手是FU50，这个管子也是坦克上用的军用放大管，跨导不高，需要仔细调节反馈线圈。

在VTTC里也有栅极谐振的说法，调节方法就各显神通了。

FU50工作的时候，可以看右下角，管子内部都剧烈的放射蓝光，这个蓝光就是可见的电子束。

虽然已经用抑制栅接地的方法屏蔽了，但是由于VTTC的阻抗匹配的非常好，

次级的高级反射回来，让FU50严重超压，电子束从屏极的空隙溢出，电离了稀薄空气。

反过来看，也说明这类电子管真空度不高，也不知道是出厂就这样还是储存时间长了，我的FU50好几个都是蓝光。

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这个蓝光说实话也引起了我的质疑，

为什么FU50非泄露的部分，也就是屏极的外面，也有蓝色亮光，理论上电子不存在对正电位屏极的穿透性。

因为由于钳位的作用，电子都会被屏极大量吸收。我怀疑到X射线的头上去了。

只能说FU50这种管子，存世量大，良莠不齐，寿命不长，被人吹成小300B，其实真空度不高。

所以实测之下见真章，吹的最好的不见得是最好的，极限情况下才能反映出电子管的素质。

而其实用中小型电子管，经过合理的设计匹配、精细的控制设计，一样能做出很多类似FU33这类大型电子管的弧长。

说明了在VTTC设计的时候，也可以玩的很有意思，

理论上一节IRFP460在匹配合理的情况下，可以随便完爆6P12P

但是我觉得把单片机这种21世纪IC技术的结晶，和电子管这种人类大规模应用最早的有源电子器件结合，

本身就是种很浪漫的事情，电子管虽然在很多场合已经不适合用作商品，

但是玩嘛，其实就是玩个情怀，没有孰优孰劣。

回复的都已互关

应管理员要求，为了保证帖子完整性，把视频上传到论坛。

6P12P

6P12P.mp4 点击下载

FU19

FU19.mp4 点击下载

FU50

FU50.mp4 点击下载

那必须的，大部分情况下性能和寿命基本可以互换。 这台VTTC我开过CW，后果是2s左右直接烧融。

寄生振荡灭杀的方法其实有很多，

由于电子管的寄生振荡也是基于电子管放大的基础上产生的，所以也可以认为是电路的另一个工作点。

产生振荡相位和反馈幅度缺一不可，所以第一种是相位法，第二种是衰减法，

前者是扼杀寄生振荡产生的条件，后者是扼杀寄生振荡的幅度。

内打火一旦产生，在VTTC这种高电压、强电流、大储能环境下，几乎都是栅极或者阴极被打掉一块。

没有什么挽留的余地，当然只发生一两次打火，也就损失2-5%的性能，影响倒也不大。

说的不错，这种方法在大功率电子管感应加热中很常见。

自偏压在断续工作的时候，并不是特别适合，因为需要建立时间，往往感应加热的时候就体会不到

而VTTC这种效应很明显，所以理想的情况是可控的输入负压，这个外加电路一定程度上可以控制工作。

稳态工作的感应加热，还能通过调感、斩波手段等控制功率和调谐，

而VTTC更加要考虑瞬态情况，你看2KV为什么IGBT还能正常工作，就是因为我用负压控制了栅极。

换一句话说，如果觉得这种方法麻烦，可以考虑主回路中建立偏压，

往往速度快，效果好，当然也是有负面效果的，那就是会给回路带来一定的能量损耗。

不给你看，烧一次性能下降几个百分点。 真空管确实耐艹，感觉和晶体管的耐用特性是反的

其实真空管理论上是不可能击穿的，但是由于不存在绝对的真空，场强足够大的时候就会发生场致粒子发射。

所以这种电弧都是金黄色的，如果管内真空度不够，就会发生赤橙黄绿青蓝紫各种电弧。

你可以脑补一下。

6P13P供电电压更高些，

当然有EL504，你去查一查，没有错的