自四个月以前开始设计和制作buck和boost电路，现在基本掌握了，

总体而言，有三大关键点

1、电感工作模式的计算

2、开关管驱动电路的设计

3、pwm信号源的设计

第一部分：ccm工作模式计算<strike></strike>

首先，放上两种电路的最简原理图

拓扑结构较为简单，相关原理不再赘述

 

以前，我曾经以为，在上图所示的mosfet的g极和源极之间加上对应的方波信号，就能按占空比规律得到所需的输出电压了。

为此我用555时基电路集成芯片搭了方波震荡器加上运放试图驱动buck电路 结果放到了这个帖子里 

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然而，我试图调节电位器改变占空比时，尴尬地发现输出电压并无变化，仔细阅读书籍后，发现这是工作在dcm模式下的结果。下面表述如何恰当选择电感和确定开关频率，

来让电路工作在ccm模式。

众所周知，这两类非隔离型电源，理想情况下（不考虑mosfet和肖特
基续流二极管的压降以及电源电压波动），

boost 和buck 电路输出电压分别为

$${{\rm{V}}^{{\rm{out}}}}{\rm{ = }}\frac{{{{\rm{V}}^{{\rm{in}}}}}}{{{\rm{1 - D}}}}$$

$${{\rm{V}}^{{\rm{out}}}}{\rm{ = D*}}{{\rm{V}}^{^{{\rm{in}}}}}$$

其中D为占空比VIN为输入电压。

但这两个公式是在电感工作在ccm模式下（continue current mode）为前提利用法拉第电磁感应定律算出的。若电感不工作在此模式，而是在dcm模式下，输出电压将

不再符合占空比规律。

如果仅考虑ccm工作模式，对buck电路而言，最苛刻的工作条件是在输出电压最低时，按此时输出电压、电流条件计算，电感量应该大于输出输出电压差与开关管一个周期内导通时间的乘积除以两倍输出电压，对应boost电路而言，最苛刻的工作条件实在输出电压最高时，此时电感量应该大于

$$L = \frac{{(1 - D)D}}{{2Iout*F}}$$

其中F为开关频率，Io为输出电流值。

在设计开关电源的过程中，不止要考虑输出电压大小、纹波占比，，还需要考虑噪声干扰和bom成本，较大的电感值和较低的开关频率与这二者是矛盾的。为了减小电感值，我们可以提高开关频率，如果开关频率较高，将超过人耳可以听到的频率范围，噪声将显著减小，从减小电感值和噪声的角度来说，开关频率越高越好。但不能太高，受限于技术，mosfet和igbt的最大频率有限，pwm控制芯片也是如此。因而，在提高频率减小电感量和噪声的同时，还需要注意这两点。

     说到ccm模式，做单片机项目的同学经常要用到的lm2596降压模块的gs驱动波形实测波形如下（这是从百度贴吧搬来的图)：

 可以看到较多的振铃现象，这其实是淘宝奸商为了省钱，将buck芯片lm2596 换为了同类型的lm2576，从应用而言，两者并无较大区别，而2596的开关频率为150khz，2576的开关频率仅为50khz，按上文的ccm模式计算公式计算，若进行这样的替换，必须将电感量增大两倍才能保证工作在ccm模式下，而奸商为了省钱仅仅替换了芯片。最后做出的模块虽然可以实现降压但是因为工作模式的原因，电感磁芯损耗和峰值电流较大，因此续流二极管承受更大的电流，电感更加容易磁饱和，电路负载能力有所下降，解决办法就是将模块上的电感卸下，用更大的电感来代替，即可大幅度改善输出纹波问题。

第二部分：驱动电路的设计（住：下文中指的功率管默认为增强型n沟道mos场效应管，其实为了解决驱动电平问题，可用p沟道mos场效应管，但这种场效应管价格昂贵，型号较少，导通内阻大，不适合大功率场合，当然随着技术进步，也有一些能耐受大电流的廉价pmos问世。)

众所周知，mosfet导通的条件是gs之间有一定大小的正向偏置电压，驱动电路的功能就是将pwm驱动芯片的输出电平变化转化为gs两端的电平变化。而根据功率管的位置的不同，分为高边驱动电路和低边驱动电路。

高边mosfet就是指其s极并不与功率地直接相接，而是先接到负载，buck电路的开关管和全桥、半桥电路的上桥臂都属于高边mosfet。

这种位置的开关管如果直接驱动，由于驱动信号电平是相对于功率地的，而s极相对于功率地有负载，负载电路产生了压降，mosfet将处于线性区间，损耗极大。为了提高驱动电压，需要将g极驱动电位上抬，即levelshift。为此，自举电路应运而生。

此处用11v脉冲电源来代替驱动信号源。十欧姆电阻代替负载，实际驱动高边mosfet时需要将此负载电阻的上端接到mosfet的s极，下端接地。

     当V1输入高电平时，Q1、Q2导通，q3基极驱动回路输出高电平，Q3因无偏置电压而截止，mos管Gs端输出高电平，Q4导通，mos管d端输出高电平16V，由于C2两端电压16V，所以电容两端的电压抬升了gs驱动的电平，即电容C2的正极电压位16+16=32V左右，经过三极管Q2、二极管D2到达Q4的栅极，电容C2起到了自举抬升电压的作用，使Q4持续导通。

以脉宽调制芯片tl494为信号源驱动此电路，multisim仿真中mosfetgs驱动波形如下：

可以看到最高信号电平稳定在12v左右，完美解决了电位问题。但由图中可以看到下降沿比较长，将仿真中的示波器移到tl494输出信号上，发现信号源的下降沿就比较长，非常奇怪。实在不解，

实际搭了搭

 

，波形如下。

 

总体来看，效果是不错的，最高信号电平稳定稳定自举二极管和自举电容都发挥了作用，其中上升沿较长后来发现是栅极电阻取值过大，后来将其换位十欧姆电阻后有较大改善而下降沿并无仿真中的问题，怀疑是这个tl494模型的准确性有问题。。。

        而低边mosfet就是指其s极直接与电源地相连，boost、flyback电路的开关管，全桥、半桥电路的下桥臂都属于低边mosfet。可用图腾柱电路驱动或专用低边驱动ic（tc4452等）。

后者本质其实也是图腾柱电路。其大致原理图如下

该电路由一对互补的npn pnp对管组成。当in输入高电平时npn型管导通pnp管截至，vcc经npn管ce极为mosfet结电容充电，当in输入为低电平时，npn型管截至pnp型管导通，msofet结电容经其ce极快速放电，如此便实现了对pwm信号的电流放大，足以产生足够的瞬时驱动电流来驱动mosfet结电容。

此电路npn pnp交替导通，与你推我挽的姿势非常相像，又名推挽驱动电路。

第三部分、反馈电路和pwm信号发生器的设计。

如果以一个固定占空比的信号源驱动这两种拓扑，整个电路将处于开环工作状态，输出电压随着mosfet和肖特基二极管的温升和负载的变化而波动，为了在这三者改变的同时保持输出电压的稳定

pwm驱动芯片分为电压型（tl494、sg3525等）和电流型（uc系列pwm芯片），此处以tl494为例讲解buck电路pwm信号发生器的设计。

1、buck电路的pwm驱动信号源设计

我们先看下TI的官方应用电路

其中5、6号脚位所接的电阻和电容决定了pwm信号频率，为1.7除以电阻值和电容值的乘积。频率的选定参见先前电感工作模式的计算。输出电压经5.1k电阻接至一号误差放大器的同相输入端与基准电压进行比较，从而产生pwm调制信号。

 但这个图基于pnp型BJT，发热和价格与n沟道mosfet相比较大，为此，我们需要对这个电路进行改进，首先，我们需要将上拉接法改为下拉接法。即将c1脚位c2脚位均接到vcc，e1e2脚位接至下拉电阻，下拉电阻另一端接地，在下拉电阻两端即可得到驱动信号，再将此信号送入高端自举驱动电路即可。

仿真波形如下：

可以看到，最终输出电压稳定在基准电压五伏附近。pwm调制成功发挥了作用。

实测输出电压4.9v符合预期。这个电路的详细图，我将会放到仿真图里并上传至本帖附件中。

2、boost电路的驱动信号源设计

boost的脉宽调至芯片我选用了经典的uc3842pwm芯片，

需要着重注意的一点是：这种类型的脉宽调制芯片的电流检测脚位直接与pwm电路相连，电流检测脚位不只起过流保护的作用还参与了pwm调制，必须在此脚位和数字地之间引入锯齿波，类似电压型脉宽调制芯片的锯齿波震荡器。如果图省事直接将这个脚位接地，pwm调制将无法进行，芯片将直接按最大占空比输出。因此，ise与地之间必须接一定阻值的电流取样电阻，不可省去。

关于电流模式，小翠版主的这篇帖子里也有提及 

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    在官方电路的基础上，加以小幅修改，最终电路如下

注意看图中的ise脚位，其接至了与mosfet相连的电流采样电阻端，在此处引入了锯齿波，用以进行pwm调制，当此脚位电压值超过1v时

电流保护电路将被触发，电路进入间歇工作模式防止烧毁开关管。这个芯片自带图腾柱驱动电路（注意看output引脚内部的pnp npn 对管），免去了外接低边驱动电路的麻烦。具体的布线一两句话说不完，请大家自行查看芯片的datasheet

最终制作出的实物图如下

在本次山东省电赛中，我就使用了这个boost板作为能量回馈装置的dcdc闭环稳压升压模块，实测效果很不错。