附上开源工程的地址XXXXXXXXXXXXXXXXXXX/ryq1212/555boost
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实用化的电磁炮充电用boost电路（原理图附
我们都知道升压之前的电压是比较低的，但电流比较大；在升压之后电流很小，但电压很高。但是boost这个玩意儿就很操蛋
，开关管承受着巨大的开关压力，它既要承载导通时的大电流，又要承载关断时的高电压，因此在我们这种升压比贼大的情况下只能用高压MOS管或者IGBT。但是MOS管在相同耐流耐压的情况下又比IGBT要贵，所以一般用IGBT（原文）。但是IGBT的缺点也很多，最大的缺点就是它的导通需要的门极电压非常高，有的时候12伏甚至不能完全导通，因此难以做到低压化。如果狠心花相对高一点的成本来用高压MOS管的话，但内阻又很大导致发热会很大，而且难以做到大功率。还有一点就是IGBT的开关速度不如MOS管高，难以做到较高的频率。
但是boost它又极其的香，为什么呢？第一点，因为它能控制电压，虽然需要IC，但是这同时也是它的优点。即使拿个NE555，弄一个分压控制reset就可以控制电压，如果拿UC3842的话更是如此。如果你想用ZVS来控制电压那就不容易了，要不然就弄充满自停电路，要不然就在绕变压器的时候一圈儿一圈儿的数着。但是在变压器上下功夫限制又太大，额定输入多少伏就只能输入多少伏，即使电池电压出现波动输出的电压也会出现波动，还是不稳定。
第二点，它不需要变压器。如果我们不想自己绕变压器而是直接在网上买现成的是很难的，淘宝上卖ZVS升压用的变压器的寥寥无几，而且价格又偏高，能找到的变压器清一色的都是打样定制的。打样定制对于我们这些一单只有三五个的来说又贼贵。但是电感就不一样了，电感在网上很容易就能找到现成的，而且不会很贵。
Boost很香，但是boost的开关管又很操蛋，怎么解决这个矛盾呢？只有从电路上下功夫。有人提出了抽头电感boost（原文），似乎是不错的方法，但是不要忘了，合适的抽头电感淘宝上几乎没有能找到的，只有三脚工字电感，但是电感量基本上又都不合适。另外有人提出了共模电感boost（原文）
，这其实是一个不错的选择。共模电感boost这个结构很神奇，它介于普通boost、抽头电感boost和反激拓扑之间，增减几条导线和几个元件就能变成上述任意一种拓扑。乍一看这个结构有点奇怪，但是一分析就可以发现在输出电压不变的情况下，开关管实际上承载的电压变成了普通boost的二分之一左右。虽然看着不明显，但是一想到原来用600伏耐压的开关管，现在只需要用300伏的，这个改善实际上还是相当可观的。那么，
我尝试着 加 带 力 度，经过一番神奇的操作之后，这个电路就成了这么个鬼畜模样：
这样的话，开关管的电流还是原来的电流，但是所需要的耐压大约只是原来的六分之一，也就是说用100V左右耐压的管子就足以胜任。但是这种结构使用了很多的共模电感和二极管以及电容，经济效益会有所下降，而且占用板子的面积也会大不少。
经过多方面的斟酌，最终我选择使用两个共模电感的3串boost，并且画了一个用NE555方案的实验电路原型。下面我来对这个电路做一下简要的分析。
整个控制部分用一个7812提供稳定的12伏电压，那个上古boost方案（原文）使用的是7809，但是考虑到9V的时候开关管可能导通不彻底，就选择了12V的。NE555产生一个频率180kHz左右，占空比85%左右的方波，并以此来驱动MOS管。为什么要用这么高的频率呢？因为在峰值电流相同的条件下，在更高的频率下可以使用的电感的电感量更小，而在体积相同的情况下，电感量更小的电感有着更小的内阻，损耗也就更小。
功率部分：两个共模电感均采用1278系列的22uH共模电感，单个绕组均方根电流为2.81A，两个绕组并联就是11uH，均方根电流为5.62A。开关管使用华羿的HY1720，200V 64A 27mOhm。二极管使用耐流为2A的超快恢复二极管，输出电容采用250V1.5uF的CBB电容。你问电容这么小纹波怎么办？充电容难道还需要考虑纹波吗？直接就相当于输出端有一个巨大的滤波电容放在那，所以纹波基本上不需要考虑。
反馈和保护：首先是过流保护。单个绕组的饱和电流（40度温升）是6.8A，故过流保护使用13.6A作为阈值。采样电阻的分压经过LM324的其中一路进行放大，并与TL431产生的2.5V基准进行比较，过流时比较器输出高电平。如果怕干扰的话可以在电流采样那个放大器的输出再加一个低通滤波。电压反馈也就是充满自停电路采用电阻分压，然后与2.5V基准进行比较，电压达到要求时比较器输出高电平。电压和电流这两个比较器一旦有一个输出为高电平都会使小MOS管导通，从而使reset脚上电压为低电平，555就把功率MOS管关断，这样就起到了过流保护和充满自停的作用。
这样，一个适用于12伏到24伏左右，最大功率为120瓦左右，拥有齐全保护功能的，用于电磁炮电容的boost升压电路就设计好了。
接下来就是紧张刺激的BOM表报价环节，我们以做十套为例。
由于这个网站上没有匹配的共模电感，所以拿相近型号的来代替，实际上上文选用的共模电感淘宝上报价1.5元一个还包邮。这样算下来的话，整个BOM表一套成本也不超过13元，如果用余量小一点的MOS还能更便宜。算上PCB和SMD贴片，还有各种各样杂七杂八的成本，一套成品也就是20元多一些。你说，这难道不香吗
楼主也不是很专业，若有错误欢迎指出。
本设计为开源，如果要商业使用的话还请经本人同意。
boost不能用在可控硅无关断电磁炮上……因为boost在输出电压低于输入电压时，输入输出会直通……发射之后可控硅没法自然关断，会持续导通直到回路里有什么东西烧断为止……
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用线性电源给开关电源供电总感觉哪里不对，似乎没有必要吧
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那如果想办法延长过压保护的恢复时间呢？会不会好一点
额……你似乎没理解……
boost没法让输出电压比输入电压低这个能理解吧？如果输出电压被拉到输入电压，那输出就已经不受开关管控制了。此时输入和输出，是经过电感和二极管直通的。这个问题显然不是“保护”能解决的。
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感觉一个3525或3842+变压器就能搞定的事。没必要整得这么复杂吧？
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额……你似乎没理解……boost没法让输出电压比输入电压低这个能理解吧？如果输出电压被拉到输入电压，...
那只有改结构了……MOS管在高端的boost应该可以吧？虽然可能会需要MOS高端驱动
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感觉一个3525或3842+变压器就能搞定的事。没必要整得这么复杂吧？
第二点，它不需要变压器。如果我们不想自己绕变压器而是直接在网上买现成的是很难的，淘宝上卖ZVS升压用的变压器的寥寥无几，而且价格又偏高，能找到的变压器清一色的都是打样定制的。打样定制对于我们这些一单只有三五个的来说又贼贵。但是电感就不一样了，电感在网上很容易就能找到现成的，而且不会很贵。
讨论的前提就是boost，而且不用变压器（主要还是因为没钱）
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第二点，它不需要变压器。如果我们不想自己绕变压器而是直接在网上买现成的是很难的，淘宝上卖ZVS升压用...
但是，你这样应用共模电感，已经算是变压器形式了啊，最多算是可直接使用市场已有的成品，不用自己定制。
你的这个电路实际上就是一个多次级串联的反激开关电源的应用。这在大功率（1KW以上）低电压（12V）升220V的逆变器上有这样的应用，也是通过串联次级来减少过高的升压比带来的单个变压器体积过大问题
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但是，你这样应用共模电感，已经算是变压器形式了啊，最多算是可直接使用市场已有的成品，不用自己定制。你...
什么叫“变压器形式？”共模电感还是共模电感，升压比还是一比一。
并不是纯粹的反激。次级串联这个我同意，但初级呢？初级并不是开关管串接初级绕组啊，初级是个boost啊
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如图所示。这两张图一样，只是元件排列方式不同。输出实际上是一个近地电压和一个反相高压。
哦，你是指Buck-boost啊。这种负压输出的电源，用在电磁炮里会很麻烦……比如所有可控硅的触发都不能直接连，得接变压器触发了……
不如直接按反激做，还方便点……反激和耦合电感的boost的区别只在于：一个把次级的低压端接地，一个接mos管d极……
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哦，你是指Buck-boost啊。这种负压输出的电源，用在电磁炮里会很麻烦……比如所有可控硅的触发都...
是的，你的最后一句跟我在13楼里面表达的意思一样。但我还是比较抵触变压器的使用如果还是我一开始所说的结构，只把次级的低压端接地（如图所示）
这样的话是不是就能有效避免你在2楼所说的“输入输出直通”这样的问题了？这样的话输出电压也只是比原来低一个boost的电压而已
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第二点，它不需要变压器。如果我们不想自己绕变压器而是直接在网上买现成的是很难的，淘宝上卖ZVS升压用...
话说关于这个变压器打样，淘宝上有些店的价格低的惊人打样5个，可能不到100块就够了
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话说关于这个变压器打样，淘宝上有些店的价格低的惊人😂打样5个，可能不到100块就够了
这就低得惊人啦？我还觉得有点小贵呢EE40做到5元一个这个级别的才叫低得惊人（至少对我来说）
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开关电源的基础拓扑，千变万化就三种，BUCK BOOST BUCK-BOOST
所以，可以把一般拓扑看成基本拓扑的形变，比如flyback就是BUCK-BOOST的变形，它通过磁场耦合实现了正压输出。
而LZ这种电路，可以看成是一种电压型功率合成，也就是一种形式的反激
那么如果打样变压器或者DIY绕一个，也不算现有器件情况下无法达到的。
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比如BOOST 变比M不建议超过3的情况下，要求24V输出 480V的输出能力，那么就是做一个1：6的变压器即可。
次级线圈最高反射回来的电压为80+24+安全冗余，选择200V的开关管，比如IRFP250配合变压器就可以实现了。
而用多个共模电感，可能会有励磁不同步的问题，引起寄生振荡减少效率。
这种多个输出串联结构适合MOS最高参数下都无法满足的情况，比如要反激输出10KV之类。
当然这个时候建议LCC之类的拓扑了
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另外我觉得BOOST唯一在充电电路很有DIY应用潜力的方案，
就是用NE555的斯密特触发功能，检测MOS管的电流，实现BCM临界电流模式控制
和反激不同的是，BOOST励磁和复位电流都经过MOS管，这样就可以实现单电阻控制，非常简易高功率密度。
相关电路图论坛里应该有，很久以前看过，要翻一翻，可以压榨电感的最大功率出来。
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大佬说的是这个吗
这个dalao的电路图，我很看好，因为它可以在0电流开通，最大电流时候关断
真正实现了BCM，一个电路做出几百W不是问题，推荐你玩玩。
我前些年用专用临界模式芯片做过，还没它效果好。
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大佬说的是这个吗
这个其实……也不太适合做电磁炮的电容充电电源……
它输入输出既不共地，又不隔离。整个脉冲功率回路，和配套的传感控制部分，都得隔离供电，非常麻烦。
而且输入输出的地之间，隔着的是……检流电阻……上面有几十上百kHz的电流信号。检流电阻两边，一边是尺寸能到几十cm的脉冲功率回路，一边是尺寸十几cm的电池和电源……长得就像个偶极子天线一样感觉容易出玄学问题
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根据上面两位大佬的观点，也就是说现在的主要矛盾在于升压电路不适合应用在电磁炮电容充电上。对于boost来说，只要让充电结束的时候把升压电路与电容断开，并且当电容电压低于某个电压一段时间（比如1s）再将升压电路与电容重新连接即可（因为正常情况下此时可控硅已经关闭）。我拿继电器整了一个具有上述功能的电路，唯一不足就是电容重新充电的过程所需时间有些长，要是把常开触点也利用起来就好了
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根据上面两位大佬的观点，也就是说现在的主要矛盾在于升压电路不适合应用在电磁炮电容充电上。对于boos...
你把这个继电器的尺寸，都换成电源的话，电源的功率少说能提高20W……你用那些本来不合适的拓扑，和本来合适的拓扑（比如普通的反激）相比，能在不增加尺寸的情况下，把功率提高20W吗？如果不能的话……你这样不是很亏吗……
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你把这个继电器的尺寸，都换成电源的话，电源的功率少说能提高20W……你用那些本来不合适的拓扑，和本来...
倒是还有一种方案，比这个体积小很多：在低压端再串一个MOS管，用来控制整个低压端的通断，同时在板子上扯一根可控硅触发的低压输出和相应的控制开关，控制开关动作时输出触发可控硅，同时关断整个低压端。这样同样不存在高低压直通的问题
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这个电路不太合理，没提升一级电压，mos管耐压就必须提高，这样mos管内阻会变得很大，功率做不大的，而且也没必要这样，一级搞定不香吗？
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楼主可真能大喘气，“最大的缺点就是它的导通需要的门极电压非常高” 有多高？12V 。。。。既然要设计大功率升压，显然不能用太低的电压，12V以上刚好就是4串锂电池的平台范围，为何楼主会觉得这是个无法避开的缺点？
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开关电源的基础拓扑，千变万化就三种，BUCK BOOST BUCK-BOOST所以，可以把一般拓扑看...
请问“次级线圈最高反射回来的电压为80+24+安全冗余”中的80是哪来的，能麻烦宁稍微解释一下吗？
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请问“次级线圈最高反射回来的电压为80+24+安全冗余”中的80是哪来的，能麻烦宁稍微解释一下吗？
80很好推算，480V输出 1：6的变压比，理想变压器中，电压是严格按照变压比来的
反射到初级就480V/6=80V，这个电压在Flyback励磁结束，复位的时候这个会叠加在Vds上
那就是24+80V，安全冗余就是RC吸收后，漏感的尖峰依然会叠加在上面。
最终Flyback初级开关管的选型就是80+24+安全冗余电压了
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搞不明白为啥变压器会是个问题。买现成的电感加绕初级不就完事了，记得做好绝缘。
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2023年回来再挖坟，我认为在不使用任何耦合电感和变压器的情况下单级高功率把12V升480V是工程上可行的。主要依据是IEEE Trans. Power Electronics期刊上2018年左右有人做过一个24V升400V的光伏直接并网的MPPT。[需要补充引用]
单纯靠普通Boost是很难做到的。于是得思路放开，去挖掘奇怪的拓扑。如下二图所示的是两种高增益的升压拓扑：
若下文无特别说明，所有元件均指向上图中的。
这俩电路本质是一样的，经过模态分析就能知道。两只开关管都是共地的，好驱动。电路也是使用PWM控制，两个开关管的PWM波是相同占空比但是相位相差180°，但是要求其占空比必须大于50%。
细心的小伙伴可能会发现两只电感的输入都接了电源。是的没错，这货输入是交错并联的！这样可以极大降低输入滤波器上的电流应力，能用更小的输入电容。等等，那均流怎么办？做过多相VRM的小伙伴一定会问。这就不得不说这类电路最大的优点了--自均流！而且是无视电感误差那种自均流！
飞跨电容C1是自均流和高电压增益的关键。已上面的俩两级电路为例，在同样占空比下的输出电压是普通boost的两倍！在正常工作情况下，C1的电压为一半的输出电压。因此两只MOS管的最大耐压也是一半输出电压，这样可以用耐压更低但是低内阻的开关管。
此外，这个电路不存在电荷泵中经常存在的电容互冲导致峰值电流巨大的问题。仔细看，任何模态下电容的回路里总是存在着一只电感。
哦对忘了说了，这个电路可以继续增加级数（堆L1 C1 S1 D1n这个组合）。假设级数为n，那么在同样占空比下的输出电压是普通boost的n倍，MOS管的最大耐压是输出电压的n分之一。但是这是占空比的限制也变成了1-1/n。
如果不追求共地的话，还可以做这种东西：
好了，说说难点。
上面说了，这东西有最小占空比限制，也就是说在充满电需要维持电容电压的情况下比较难搞。目前工程化的解决方案是充电时恒流工作，充到电压之后进行滞回的间歇工作。
可控硅发射问题。这个相对简单，加一只低压MOS在最上面图里的L2上即可阻挡所有DC通路。这只MOS只用承受很小一部分输入电流。可以选用那种锂电保护mos。
控制问题。两级可以用TL494加反向器生成PWM。多级的话，我设想是用UC3843之类的先产生一个比较大占空比但是很高频的PWM，之后用74HC74组成的分频器加上或非门给分成多个小占空比的低频信号。应该没必要上单片机。
级数的话，我感觉4-6级差不多就够了。
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