感觉不错，可有淘宝店址？
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新ZVS套件成品发布！另附我对ZVS的一点想法和研究！
本帖最后由 caesar_king 于 2014-1-20 08:30 编辑
经过一番努力，终于拍完了所有组图！组图为父亲拍摄及后期处理，感谢父亲一直以来的支持！
也算给好久不活跃的ZVS折腾一下。
这个帖子，我主要分为四步：
一、发布新ZVS
ZVS，作为一款经典的逆变电源，有其优点也有其不足，不过因为元件易得，电路简单，一直受广大创客的热爱。
我自己，为了给夏天即将开张的网店增添第一点东西，设计了一款PCB，并由一款PCB延伸出了三款PCB。三款PCB电路相同，体积不同，适用于不同功率下长时间工作。
![nEO_IMG_DSC_1293.jpg]()
这就是我这款PCB，体积7cm*8.8cm。三款PCB中，最小的一款小于4*6cm。
由于是第一次设计，边缘线做得很大，大家看到了吧。这就是一种浪费了，要么把铜敷扩到边上，要么缩小边缘节省体积。涨经验了。
![nEO_IMG_DSC_1309.jpg]()
成品图，电容从卤豆腐那里采购而得，其他所有元件都是正规大厂家直接进货，保证了产品的稳定性。
![nEO_IMG_DSC_1313.jpg]()
已经具备批量生产的能力。这是成品的多角度图。每一个上面的MOS用的都不一样，其中有250、260、460、4668四种场馆。为了给下文的研究作硬件铺垫。
![nEO_IMG_DSC_1314.jpg]()
很壮观吧！
下面用IRFP260场馆的成品来测试PCB。
![nEO_IMG_DSC_1385.jpg]()
全套设备。
![nEO_IMG_DSC_1337.jpg]()
高压包负载时D极波形。
![nEO_IMG_DSC_1370.jpg]()
输入38V，推背投高压包3+3T拉弧，长度约有20cm长，铝制散热器很快烫手，烧铁丝能瞬间烧的火星乱蹦。铝制散热片上压着的是EC40变压器磁芯。
![nEO_IMG_DSC_1373.jpg]()
横向拉弧，非常壮观。在离子火最上端，可以看到高温等离子体。
![nEO_IMG_DSC_1415.jpg]()
电流峰值16A，不过因为电源不给力（36V10A，硬调到38V，上到这种功率我已经很惊讶了），电压被拉到36V。粗略算得功率，16*36=576W。
到此，新品发布结束，请多多指教。
下面，展开我对ZVS的一点想法、思考和研究。
二、对于工作过程中场馆发热原因的探究
我在实验中发现，不同场馆的ZVS，实际驱动效果相差万里。
曾经，在玩ZVS的初期，我很幼稚的认为，场馆参数越高，效果就越好。所以从250升到260，效果不错；从260升到460，效果大打折扣；从460升到4668，效果又和260相差不大。
查阅资料，给出几个数值：
250：200V 33A Rds<0.085 Ohm
260：200V 50A Rds<0.04 Ohm
460：500V 20A Rds<0.27 Ohm
4668：200V 130A Rds<0.004 Ohm
250和260之间的差别很好解释，导通时DS间电阻比260大一倍，所以发热严重，大功率有炸管危险。250我今天也在用，用在功率比较小的时候；
260和460的差别更好解释。虽然四百六数值上比二百六大，但性能却不适合用在低压ZVS。最大电流460小于260，最重要的是，460通态电阻接近260的七倍！460主要是电压高，可用于市电。在小电压运行时，电流耐受才20A，我的ZVS就已经16A了，有点危险。
最百思不得其解的是260与4668。
单纯看参数，260的通态电阻是4668的十倍，4668应该完胜260。
但在上电运行后，感觉差不多，满功率输出时问题暴露了，4668发热要比260发热量大。运行10分钟，260温热，4668烫手。这引起了我的困惑，明明电阻小于260，为什么发热量倒大？
我想到了可能是开关不完全。
可是都是正常工作，哪来的不完全开关？
于是我想到了G极上升沿。
听说上升沿慢，开关就不利索，就会造成发热量大。
就此想法，做出对比验证实验。
一共用250,260,460,4668四种场馆来进行对比实验。
250和460发热原因主要由通态电阻引起，于是只放出测量参数，不对比。
![nEO_IMG_DSC_1322.jpg]()
实验设备，用两个100uH电感代替负载。
上升沿对比
图像为实测MOS的G极波形
![nEO_IMG_DSC_1332.jpg]()
IRFP260
![nEO_IMG_DSC_1418.jpg]()
IRFP4668
![nEO_IMG_DSC_1423.jpg]()
IRFP460
![nEO_IMG_DSC_1428.jpg]()
IRFP250
由图可看出，其中260的上升沿的确比4668快一些。250和460的上升沿总体比较快，所以它们的发热应该主要由导通电阻引起。
下降沿对比
图像为实测MOS的G极波形
![nEO_IMG_DSC_1333.jpg]()
IRFP260
![nEO_IMG_DSC_1417.jpg]()
IRFP4668
![nEO_IMG_DSC_1424.jpg]()
IRFP460
![nEO_IMG_DSC_1427.jpg]()
IRFP250
由图可看出，250、260、460基本持平，4668大于此三者。这也有可能是4668发热较大的一个原因。
查阅资料可得，
250：导通时间25nS，上升时间50nS，关断时间60nS，下降时间40nS
260：导通时间23nS，上升时间30nS，关断时间90nS，下降时间28nS
460：导通时间18nS，上升时间59nS，关断时间110nS，下降时间58nS
4668:导通时间41nS，上升时间105nS，关断时间64nS，下降时间74nS
从理论角度，260在上升沿时间也大于4668。下降沿和关断时间虽然4668略胜一筹，但相差不大，远小于上升时的时间差。另外，也不存在不完全关断的问题。
经过实验，初步验证了4668发热量大于260的问题，得出推测：4668发热量大是由上升沿慢，导通时间慢引起的。
希望得到具备更好实验条件的前辈进一步验证。
对于昨天与@baiwenglong 交流和提出的问题，我也做出了思考。
三、分析ZVS大功率或大电流运行时不稳定现象的分析与推测
实验发现，并联于两场馆D极的电容，容量越大，电流越大，功率越大。所以我经常并联三个甚至四个电磁炉MKP来提高功率。但是我发现，电流一大，感觉效率就降低了。经过理论推算，找到了一部分原因。
这个原因可能有两点：
1、MKP参与谐振，容量越大，频率越低。不过电容通交流电，而MKP两端刚好是正弦波形，所以MKP有可能通过电流，导致效率下降。
MKP通过的电流与容抗有关，在电压一定时，与两个量有关：容量，频率。
而容量变化，频率也会变化。
那就需要计算，在电容量变化时，容抗究竟变大变小。
![nEO_IMG_DSC_1287.jpg]()
![nEO_IMG_DSC_1288.jpg]()
由计算得，效率下降。但频率下降，ZVS初级等效电感一定，会导致初级内电流变大从而增加有用功率。
2、但是我发现，电流一大，MOS发热就剧烈。
用示波器观察波形得知，在大电流运行时波形急剧变化，严重变形。
其原因，我要归结于两个方面：
1.首先以我自己的角度理解一下ZVS的运行原理。ZVS的G级控制可以看作是一个可以储存电能的地方（因为稳压管工作需要能量），电能从470 Ohm电阻进入，充斥整个控制单元。在单元内有电能（G级为高电平）时，场馆导通。随后波形由谐振控制，从峰值下降，当下降到单元内部的电平时，这个单元内部储存的电能会被快恢复二极管导走，G极会回到低电平，场馆关断。另一个场馆与此正相反。这个状态在两个场馆中循环运行。
2.在大功率运行时，次级上消耗的电能多，控制单元内部储存的能量会很快达到被排走的状态而被排走。此时场馆开始关断。而另一个场馆由于470电阻限制，并没有进入足够的能量，导致波形变化，MOS开关不彻底而严重发热。理论上解决办法是，降低470电阻的阻值。
3.两个控制单元内部的能量是交替运行的，但因为有上升沿和下降沿，导致二者一定相交。
![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
这就是理论上的交点，我在实验中发现了。而这个交点很奇怪，两个G极测量，下降沿的平台开始的一瞬间，上升沿开始，下降沿平台过去的那一瞬间，上升沿的平台到达同一高度并且开始出现平台。上升沿平台过去的一瞬间，下降沿结束。而且交点是一个MOS没完全开，一个MOS没完全关（不再绝对的零电压开关状态），持续了一段时间后才变化。
我又把一个MOS的G级和另一个MOS的D极加起来测量，发现：
![nEO_IMG_DSC_1426.jpg]()
交点构造的平台完全重合。
![nEO_IMG_DSC_1430.jpg]()
与自己的D极测量，发现平台相交结构与两G极一样。这说明ZVS不在零电压开关状态，另外场馆通断与另一个场馆的G极有密切关系。
对于小平台及其导致的不在零电压开关状态，我作此解释：
快恢复二极管有正向压降。由一个场馆的DG两极波形可以看出，在此MOS没有完全导通时，快恢复二极管已经失去了导走电能的能力，所以这个MOS的控制单元开始充电。而二极管在有正向电压时不导通，唯一的解释就是正向电压小于正向压降。所以（参照一只场馆DG极图），在没有完全导通时，控制单元就已经开始充电。而在下降沿唯一能触发小平台开始的，就是一个上升沿的开始，因为这是同一时间发生的。而一个G极上升沿的开始，又代表着另一只场馆开始关断，他们是绑定的。
所以，我给出的过程是这样的：一只导通的场效应管MOS1由于谐振波形而即将关断。此时MOS1的控制单元的快恢复一直处于高电平状态。当到达一个值，即MOS2 D极电压降到MOS1控制单元的电平时，MOS1控制单元泄压（参照图1429）。此过程，MOS2的控制单元一直处于泄压状态。（参照图1431）当泄至快恢复的正向压降时，MOS2的控制单元停止泄压开始充电，MOS1关断。此时两只MOS都处于关断状态，但电容两端电压却是一个高一个低，于是此时所有能泄压的都在给电容充电。这就是那个下降沿小平台。除了MOS1 D极、MOS2控制单元和电容电平变化外（这三个引脚是等效的），所有电平保持平衡。当这三个等效点电平越过快恢复的正向压降，MOS2控制单元足够导通了，MOS2导通。导通后，MOS2连接的电容端泄压。这就是上升沿小平台。电容端电压小于快恢复的正向压降后，MOS1越过小平台，继续上升。循环。
这就是我所有的分析。
四、预告
接下来我将做我的第一个TC，高度是135cm的3000W SGTC。
敬请期待！
———————————END———————————![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
经过一番努力，终于拍完了所有组图！组图为父亲拍摄及后期处理，感谢父亲一直以来的支持！
也算给好久不活跃的ZVS折腾一下。
这个帖子，我主要分为四步：
一、发布新ZVS
ZVS，作为一款经典的逆变电源，有其优点也有其不足，不过因为元件易得，电路简单，一直受广大创客的热爱。
我自己，为了给夏天即将开张的网店增添第一点东西，设计了一款PCB，并由一款PCB延伸出了三款PCB。三款PCB电路相同，体积不同，适用于不同功率下长时间工作。
这就是我这款PCB，体积7cm*8.8cm。三款PCB中，最小的一款小于4*6cm。
由于是第一次设计，边缘线做得很大，大家看到了吧。这就是一种浪费了，要么把铜敷扩到边上，要么缩小边缘节省体积。涨经验了。
成品图，电容从卤豆腐那里采购而得，其他所有元件都是正规大厂家直接进货，保证了产品的稳定性。
已经具备批量生产的能力。这是成品的多角度图。每一个上面的MOS用的都不一样，其中有250、260、460、4668四种场馆。为了给下文的研究作硬件铺垫。
很壮观吧！
下面用IRFP260场馆的成品来测试PCB。
全套设备。
高压包负载时D极波形。
输入38V，推背投高压包3+3T拉弧，长度约有20cm长，铝制散热器很快烫手，烧铁丝能瞬间烧的火星乱蹦。铝制散热片上压着的是EC40变压器磁芯。
横向拉弧，非常壮观。在离子火最上端，可以看到高温等离子体。
电流峰值16A，不过因为电源不给力（36V10A，硬调到38V，上到这种功率我已经很惊讶了），电压被拉到36V。粗略算得功率，16*36=576W。
到此，新品发布结束，请多多指教。
下面，展开我对ZVS的一点想法、思考和研究。
二、对于工作过程中场馆发热原因的探究
我在实验中发现，不同场馆的ZVS，实际驱动效果相差万里。
曾经，在玩ZVS的初期，我很幼稚的认为，场馆参数越高，效果就越好。所以从250升到260，效果不错；从260升到460，效果大打折扣；从460升到4668，效果又和260相差不大。
查阅资料，给出几个数值：
250：200V 33A Rds<0.085 Ohm
260：200V 50A Rds<0.04 Ohm
460：500V 20A Rds<0.27 Ohm
4668：200V 130A Rds<0.004 Ohm
250和260之间的差别很好解释，导通时DS间电阻比260大一倍，所以发热严重，大功率有炸管危险。250我今天也在用，用在功率比较小的时候；
260和460的差别更好解释。虽然四百六数值上比二百六大，但性能却不适合用在低压ZVS。最大电流460小于260，最重要的是，460通态电阻接近260的七倍！460主要是电压高，可用于市电。在小电压运行时，电流耐受才20A，我的ZVS就已经16A了，有点危险。
最百思不得其解的是260与4668。
单纯看参数，260的通态电阻是4668的十倍，4668应该完胜260。
但在上电运行后，感觉差不多，满功率输出时问题暴露了，4668发热要比260发热量大。运行10分钟，260温热，4668烫手。这引起了我的困惑，明明电阻小于260，为什么发热量倒大？
我想到了可能是开关不完全。
可是都是正常工作，哪来的不完全开关？
于是我想到了G极上升沿。
听说上升沿慢，开关就不利索，就会造成发热量大。
就此想法，做出对比验证实验。
一共用250,260,460,4668四种场馆来进行对比实验。
250和460发热原因主要由通态电阻引起，于是只放出测量参数，不对比。
实验设备，用两个100uH电感代替负载。
上升沿对比
图像为实测MOS的G极波形
IRFP260
IRFP4668
IRFP460
IRFP250
由图可看出，其中260的上升沿的确比4668快一些。250和460的上升沿总体比较快，所以它们的发热应该主要由导通电阻引起。
下降沿对比
图像为实测MOS的G极波形
IRFP260
IRFP4668
IRFP460
IRFP250
由图可看出，250、260、460基本持平，4668大于此三者。这也有可能是4668发热较大的一个原因。
查阅资料可得，
250：导通时间25nS，上升时间50nS，关断时间60nS，下降时间40nS
260：导通时间23nS，上升时间30nS，关断时间90nS，下降时间28nS
460：导通时间18nS，上升时间59nS，关断时间110nS，下降时间58nS
4668:导通时间41nS，上升时间105nS，关断时间64nS，下降时间74nS
从理论角度，260在上升沿时间也大于4668。下降沿和关断时间虽然4668略胜一筹，但相差不大，远小于上升时的时间差。另外，也不存在不完全关断的问题。
经过实验，初步验证了4668发热量大于260的问题，得出推测：4668发热量大是由上升沿慢，导通时间慢引起的。
希望得到具备更好实验条件的前辈进一步验证。
对于昨天与@baiwenglong 交流和提出的问题，我也做出了思考。
三、分析ZVS大功率或大电流运行时不稳定现象的分析与推测
实验发现，并联于两场馆D极的电容，容量越大，电流越大，功率越大。所以我经常并联三个甚至四个电磁炉MKP来提高功率。但是我发现，电流一大，感觉效率就降低了。经过理论推算，找到了一部分原因。
这个原因可能有两点：
1、MKP参与谐振，容量越大，频率越低。不过电容通交流电，而MKP两端刚好是正弦波形，所以MKP有可能通过电流，导致效率下降。
MKP通过的电流与容抗有关，在电压一定时，与两个量有关：容量，频率。
而容量变化，频率也会变化。
那就需要计算，在电容量变化时，容抗究竟变大变小。
由计算得，效率下降。但频率下降，ZVS初级等效电感一定，会导致初级内电流变大从而增加有用功率。
2、但是我发现，电流一大，MOS发热就剧烈。
用示波器观察波形得知，在大电流运行时波形急剧变化，严重变形。
其原因，我要归结于两个方面：
1.首先以我自己的角度理解一下ZVS的运行原理。ZVS的G级控制可以看作是一个可以储存电能的地方（因为稳压管工作需要能量），电能从470 Ohm电阻进入，充斥整个控制单元。在单元内有电能（G级为高电平）时，场馆导通。随后波形由谐振控制，从峰值下降，当下降到单元内部的电平时，这个单元内部储存的电能会被快恢复二极管导走，G极会回到低电平，场馆关断。另一个场馆与此正相反。这个状态在两个场馆中循环运行。
2.在大功率运行时，次级上消耗的电能多，控制单元内部储存的能量会很快达到被排走的状态而被排走。此时场馆开始关断。而另一个场馆由于470电阻限制，并没有进入足够的能量，导致波形变化，MOS开关不彻底而严重发热。理论上解决办法是，降低470电阻的阻值。
3.两个控制单元内部的能量是交替运行的，但因为有上升沿和下降沿，导致二者一定相交。
这就是理论上的交点，我在实验中发现了。而这个交点很奇怪，两个G极测量，下降沿的平台开始的一瞬间，上升沿开始，下降沿平台过去的那一瞬间，上升沿的平台到达同一高度并且开始出现平台。上升沿平台过去的一瞬间，下降沿结束。而且交点是一个MOS没完全开，一个MOS没完全关（不再绝对的零电压开关状态），持续了一段时间后才变化。
我又把一个MOS的G级和另一个MOS的D极加起来测量，发现：
交点构造的平台完全重合。
与自己的D极测量，发现平台相交结构与两G极一样。这说明ZVS不在零电压开关状态，另外场馆通断与另一个场馆的G极有密切关系。
对于小平台及其导致的不在零电压开关状态，我作此解释：
快恢复二极管有正向压降。由一个场馆的DG两极波形可以看出，在此MOS没有完全导通时，快恢复二极管已经失去了导走电能的能力，所以这个MOS的控制单元开始充电。而二极管在有正向电压时不导通，唯一的解释就是正向电压小于正向压降。所以（参照一只场馆DG极图），在没有完全导通时，控制单元就已经开始充电。而在下降沿唯一能触发小平台开始的，就是一个上升沿的开始，因为这是同一时间发生的。而一个G极上升沿的开始，又代表着另一只场馆开始关断，他们是绑定的。
所以，我给出的过程是这样的：一只导通的场效应管MOS1由于谐振波形而即将关断。此时MOS1的控制单元的快恢复一直处于高电平状态。当到达一个值，即MOS2 D极电压降到MOS1控制单元的电平时，MOS1控制单元泄压（参照图1429）。此过程，MOS2的控制单元一直处于泄压状态。（参照图1431）当泄至快恢复的正向压降时，MOS2的控制单元停止泄压开始充电，MOS1关断。此时两只MOS都处于关断状态，但电容两端电压却是一个高一个低，于是此时所有能泄压的都在给电容充电。这就是那个下降沿小平台。除了MOS1 D极、MOS2控制单元和电容电平变化外（这三个引脚是等效的），所有电平保持平衡。当这三个等效点电平越过快恢复的正向压降，MOS2控制单元足够导通了，MOS2导通。导通后，MOS2连接的电容端泄压。这就是上升沿小平台。电容端电压小于快恢复的正向压降后，MOS1越过小平台，继续上升。循环。
这就是我所有的分析。
四、预告
接下来我将做我的第一个TC，高度是135cm的3000W SGTC。
敬请期待！
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caesar_king 发表于 2014-1-19 15:20
谢谢支持，还没开网店，年龄不到16岁呢，夏天才能开张，预计7、8月
欢迎学生党。。我13。。。
话说这段分析挺不错。。另外ZVS的工作过程中依赖于初级电感的负反馈作用。
所以用电感代替初级绕组不合适，可以用升压变压器输出带灯泡做负载
关于ZVS的几个分析。。
一个据说可以并管的新式ZVS
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/51476
电感的分析
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/44872
翻译的老外的原理分析
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/39418
关于波形中上升和下降沿的那个“小平台”发现了么。。有坛友仿真过，也解释了这个现象，我去找找那个帖子
引用
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caesar_king 发表于 2014-1-19 15:20
谢谢支持，还没开网店，年龄不到16岁呢，夏天才能开张，预计7、8月
继续。。看看经典的分析
隔壁论坛做的仿真分析。。那边ZVS不怎么普及的= =
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/XXXXXXXp?tid=749657
140V的图。。是140，用了图腾驱动和外接电源。。。果然高压要解决驱动问题的，外接驱动是唯一方法
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/60296
E局的实测。。很有水平。可惜他离开了。。我经常隔一段时间就去翻他的贴复习
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/29745
这个，解释了有关 小平台的问题。。仿真分析很详细
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/t/29745
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 16:44
继续。。看看经典的分析
隔壁论坛做的仿真分析。。那边ZVS不怎么普及的= =
XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/read ...
是的，关注到那个小平台了，在接下来的分析中会展现我对小平台的分析
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caesar_king 发表于 2014-1-19 17:10
是的，关注到那个小平台了，在接下来的分析中会展现我对小平台的分析
哦，对了，还有发现个问题，就是关于PCB的布局。。大电流的谐振腔布线还是细了点，，，大电流有点吃力
可以看看卤豆腐的板子，把整个背面都留给了谐振腔。。。
我觉得要么就是给很大的面积，这样就不用镀锡了
要么就把大电流走线的阻焊层开掉，然后自己加锡，埋铜线进去
我的一个ZVS里面，用了0.75*2的铜线埋进去做大电流走线，堆了一大堆锡
可惜买到了假的250，元件店简直是宰人。。。8元一个的250还是假的。。就放着了
因为发现前几天在搭棚的3205感应加热中，即使是堆锡，在用电瓶供电大电流跑的时候锡都融化了，滴下来，电流很恐怖。。。
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 17:23
哦，对了，还有发现个问题，就是关于PCB的布局。。大电流的谐振腔布线还是细了点，，，大电流有点吃力
...
谢谢建议，不过这只是第一版，第二版已经改进了。[s:9]
引用
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 16:38
欢迎学生党。。我13。。。
话说这段分析挺不错。。另外ZVS的工作过程中依赖于初级电感的负反馈作用。
...
另外我其实不觉得ZVS工作依赖初级反馈。。。。。。
引用
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caesar_king 发表于 2014-1-19 17:30
另外我其实不觉得ZVS工作依赖初级反馈。。。。。。
额，首先起振肯定是依靠两个管子的参数差异，一个会开启快一些，然后把这个优势反馈过去，拉低另一个管子的G级电压。。这个过程是通过快恢复二极管完成的呃。。。mos开通时D 级等效接地。。。拉低另一个管子的G使他关闭。。然后第一个管子完全开通。。。
现在有两种分析，Echo以前的分析认为这个翻转的过程依靠磁芯饱和，但是刚才的两个仿真分析，都认为这个翻转是依靠LC回路的。。这就意味着如果没有谐振电容，是一定不会起振的。。。
这么看来确实是不依靠初级反馈。。。我纠结了。。
引用
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本帖最后由 baiwenglong 于 2014-1-19 18:42 编辑
我错了。。又看了看电路，重新用Multisim做了遍仿真
这次把初级变压器去了，只保留两个初级漏感等效的电感。。还是正常起振。。。
看来是我先入为主了。。没有仔细分析电路。。
确实，像感应加热这样耦合很低的工作方式仍然能正常起振，就应该想到不依赖于初级的反馈作用了
至于三极管ZCS，也就是那个royer结构的变换器。确实这个是依赖于初级反馈的，有反馈绕组的
baiwenglong 发表于 2014-1-19 18:02
额，首先起振肯定是依靠两个管子的参数差异，一个会开启快一些，然后把这个优势反馈过去，拉低另一个管子 ...
我错了。。又看了看电路，重新用Multisim做了遍仿真
这次把初级变压器去了，只保留两个初级漏感等效的电感。。还是正常起振。。。
看来是我先入为主了。。没有仔细分析电路。。
确实，像感应加热这样耦合很低的工作方式仍然能正常起振，就应该想到不依赖于初级的反馈作用了
至于三极管ZCS，也就是那个royer结构的变换器。确实这个是依赖于初级反馈的，有反馈绕组的
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 18:16
我错了。。又看了看电路，重新用Multisim做了遍仿真
这次把初级变压器去了，只保留两个初级漏感等效的电 ...
是吧，我在看波形时没发现有反馈干扰的痕迹。为了解释小平台，我把快恢复和电容都考虑了......
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看了看仿真分析。。很明显mos的G级是由另一个MOS的D级通过快恢复二极管控制的，由于二极管的正向压降，导致MOS的G级电压不能完全降到0V，这也是那个10K电阻的作用，确保MOS可靠关断
![image006.jpg]()
借了一个仿真图
由于MOS的G级下降沿（二极管拉低）由另一个MOS的D级控制，这也就是为什么MOS2的D级电压和MOS1的G级下降沿完全吻合
可是，MOS1的上升沿时快恢复截止（这时MOS2在关断中），而MOS1的下降沿（也就是MOS2上升沿开启过程中）是被MOS2的开启通过二极管拉低的。。波形图中能看出来开通是通过470的电阻，所以上升沿不是那么干净利落。。。
引用一段分析
下面分析Ud1,当MOS管1开始由截止转为导通时，Ud1电压会降到接近0V，这时候LC回路中电流达到最大值，而电容电压最小，接着就是这个电流开始对电容进行充电，电容上的电压开始上升，即Ud2－Ud1开始增加，随着电容的充电，回路的电流开始降低，电流降为0的时候，Ud2电压也达到最大值（二极管D1会在Ud 2>Vcc-0.7的时候截止），当电容完成充电后，开始反向放电，这时候电流开始增加，Ud2↓，当降到Vcc－0.7以下时，D1导通，则Ug1=Ud2＋0.7 ↓，当Ug1降到4.2V左右时，MOS管1开始进入可变电阻区了，这时候Ud1会因为MOS管1内阻增加而上升，即Ud1↑，于是LC回路上的电容电压：（Ud2－Ud1）↓，其中 Ud2因为Ud1↑下降速度有减缓，于是出现了上面图形中的一个小平台；最终Ud2还是会继续下降，使得Ug1也下降，MOS管1转为截止，这时Ud1同时在上升到（Vgsth－0.7），约3V时，通过二极管D2，Ug2上升，MOS管2导通，接下来和管1的过程一样。
那个平台是在MOS2的D级形成的，所以通过二极管也影响MOS1G级，也是一个下降沿的小平台
借了一个仿真图
由于MOS的G级下降沿（二极管拉低）由另一个MOS的D级控制，这也就是为什么MOS2的D级电压和MOS1的G级下降沿完全吻合
可是，MOS1的上升沿时快恢复截止（这时MOS2在关断中），而MOS1的下降沿（也就是MOS2上升沿开启过程中）是被MOS2的开启通过二极管拉低的。。波形图中能看出来开通是通过470的电阻，所以上升沿不是那么干净利落。。。
引用一段分析
下面分析Ud1,当MOS管1开始由截止转为导通时，Ud1电压会降到接近0V，这时候LC回路中电流达到最大值，而电容电压最小，接着就是这个电流开始对电容进行充电，电容上的电压开始上升，即Ud2－Ud1开始增加，随着电容的充电，回路的电流开始降低，电流降为0的时候，Ud2电压也达到最大值（二极管D1会在Ud 2>Vcc-0.7的时候截止），当电容完成充电后，开始反向放电，这时候电流开始增加，Ud2↓，当降到Vcc－0.7以下时，D1导通，则Ug1=Ud2＋0.7 ↓，当Ug1降到4.2V左右时，MOS管1开始进入可变电阻区了，这时候Ud1会因为MOS管1内阻增加而上升，即Ud1↑，于是LC回路上的电容电压：（Ud2－Ud1）↓，其中 Ud2因为Ud1↑下降速度有减缓，于是出现了上面图形中的一个小平台；最终Ud2还是会继续下降，使得Ug1也下降，MOS管1转为截止，这时Ud1同时在上升到（Vgsth－0.7），约3V时，通过二极管D2，Ug2上升，MOS管2导通，接下来和管1的过程一样。
那个平台是在MOS2的D级形成的，所以通过二极管也影响MOS1G级，也是一个下降沿的小平台
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 19:09
看了看仿真分析。。很明显mos的G级是由另一个MOS的D级通过快恢复二极管控制的，由于二极管的正向压降，导致 ...
那我算是...说对了？
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caesar_king 发表于 2014-1-19 19:23
那我算是...说对了？
还是很费解啊。。下降沿的平台算是基本明白了。。可是上升沿的平台是怎么形成的呢。。。一个MOS的开通必然引起另一个MOS关断，MOS1开通的平台应该和MOS2下降平台是对应的（在同一时间吧），MOS1开通时MOS2必然关断。。大概是这样吧
这里的原因是，MOS的D级电压上升代表MOS关断，而G级电压上升则代表MOS开启
也就是这个图，MOS1的G级上升沿平台（开通的平台）和MOS2的D级关断平台是对应的（MOS2D级电压上升是MOS2的关断过程。。。）
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反了吧......能测到G级有电压不就证明MOS没接地不就证明MOS关断么......
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另外由于这个图
![nEO_IMG_DSC_1431.jpg]()
有一个短过程，两MOS都关断。
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caesar_king 发表于 2014-1-19 19:41
反了吧......能测到G级有电压不就证明MOS没接地不就证明MOS关断么......
一个MOSG级电压上升，这个MOS开启，D级电压一定下降。。。
这时另一个MOS的G级电压下降，开始关断，内阻变大，D级电压上升。。。
就是这样，MOS的D级电压上升或G级电压下降是关断过程，G极电压上升和D电压下降时开启过程
也就是MOS1的G级电压上升开启和MOS2D级电压上升 关断是同时的
MOS2D级电压上升，G下降，关断，同时MOS1G上升，D下降，开启（其实是MOS1开启使MOS2 关断）
也就是MOS1D级电压下降过程（开启平台）是MOS2G级电压下降过程（关断平台）
MOS1G级电压上升（开启）时，D电压下降，MOS2G电压下降，D电压上升（关断）
这样，MOS1的G级电压和MOS2的D级电压是同步的，MOS1的D级电压和MOS2G 级电压同步
G级有电压，MOS是开启的啊。。。。
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caesar_king 发表于 2014-1-19 19:41
反了吧......能测到G级有电压不就证明MOS没接地不就证明MOS关断么......
说实话，脑子已经糊涂了，分析了这么半天电路
ZVS真的是个很巧妙的电路。。都会做，但是要说明白原理真的很麻烦。。。
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 19:54
一个MOSG级电压上升，这个MOS开启，D级电压一定下降。。。
这时另一个MOS的G级电压下降，开始关断，内阻 ...
是啊本来G极有电压D极就平了，那个DG在一起的图片是一个的D，另一个的G
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降低470欧电阻阻值试试
看看4668上升沿
小心烧了稳压管
看看4668上升沿
小心烧了稳压管
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caesar_king 发表于 2014-1-19 20:00
是啊本来G极有电压D极就平了，那个DG在一起的图片是一个的D，另一个的G
是啊，就是这样，一个的G和另一个的D是同步的
一个的G上升开启，这时另一个D上升关断
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 20:18
给驱动单独供电是个不错的主意，用12V 给电阻单独供电
单独供电也无济于事的，再内阻也不能把电阻电压拉到12V以下。倒可以降低电阻试一试。
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caesar_king 发表于 2014-1-19 20:23
单独供电也无济于事的，再内阻也不能把电阻电压拉到12V以下。倒可以降低电阻试一试。
听说ZVS工作时会严重影响电源，会不会有这方面原因。。
不过LZ的电源是惨了点。。。换个电源吧
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baiwenglong 发表于 2014-1-19 20:31
听说ZVS工作时会严重影响电源，会不会有这方面原因。。
不过LZ的电源是惨了点。。。换个电源吧
准备冒死把电压升到48V= =我有一枚48V50A电源
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caesar_king 发表于 2014-1-19 20:32
准备冒死把电压升到48V= =我有一枚48V50A电源
我也有一枚。。通信电源么。。。可惜还没有改可调呢。。先用ATX改了两个玩玩
ZVS在48V下是可以工作的。。有人用到了50V
稳压管留足余量，那么高电压，稳压管只要死了MOS必然击穿
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看好这款！支持一下。等开店了，希望有更好的更新的产品。
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能不能先开个套件出来 哪怕你拿你老爸名义先开店呢
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dcss 发表于 2014-1-19 22:15
能不能先开个套件出来 哪怕你拿你老爸名义先开店呢
套件已经出炉！毕竟如果要开店，我只有这一个东西可以拿出来卖，产品不够多样化，可供选择的产品不多，所以才没急着开店。先丰富了自己，才有能力去卖东西。
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弄点大功率可控硅 高压电容 光耦 变压器磁芯 漆包线 就差不多了
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请注意！接下来我可能会把你的错误全部挑出来，但我绝对没有贬低你的意思，因为所有的大神都有一段经历，叫做菜鸟……
我敢肯定，在我13岁的时候远不如你。
我很羡慕你有一个这么好的实验条件，但我不建议你没有一个强大的理论知识的支持而去批量生产用来销售的产品。
你13岁能掌握LC谐振公式和容抗公式很了不起，但是LC谐振电路并不是单纯的容性负载电路，也不是单纯的电容串并联电路，所以不能使用容抗公式来分析。
你学到知识能活学活用，这点很不错，但是示波器上为什么会出现那样的波形，可能与你学过的知识有关，同样，也可能和你没学过的知识有关。
我看到第十张图片的时候，当时我就笑了，因为输出的那两个绕组应该是绕在同一个磁芯上的，对耦合系数有要求，还有同名端，最重要的是不能用铁粉芯磁芯，应该用铁氧体磁芯或铁硅铝磁芯等高频损耗小的磁芯。——有时候，因为你的无知，在不经意之间犯了个错误，你看到了现象，却在用你学会的知识去解释它，殊不知，这是错误的……
我想问的是，你能分析出这个电路的工作原理吗？磁芯的峰值磁密取的多少？不同的电感该用什么材质的磁芯？谐振回路的品质因数是多少？根据设计功率按照AP值选取磁芯了吗？……不得不承认，有时候最重要的东西，却恰恰被我们忽略了……
建议楼主阅读《开关电源设计（第三版）》，普利斯曼等著，肖文勋等译，读完并理解，再做以上实验，你会发现，曾经的自己，是多么的天真……
忽然想到了某位研究开关电源的大神的一句话：“有时候，磁路的设计比电路的设计更为重要。”
楼主是快料，要好好培养。
我敢肯定，在我13岁的时候远不如你。
我很羡慕你有一个这么好的实验条件，但我不建议你没有一个强大的理论知识的支持而去批量生产用来销售的产品。
你13岁能掌握LC谐振公式和容抗公式很了不起，但是LC谐振电路并不是单纯的容性负载电路，也不是单纯的电容串并联电路，所以不能使用容抗公式来分析。
你学到知识能活学活用，这点很不错，但是示波器上为什么会出现那样的波形，可能与你学过的知识有关，同样，也可能和你没学过的知识有关。
我看到第十张图片的时候，当时我就笑了，因为输出的那两个绕组应该是绕在同一个磁芯上的，对耦合系数有要求，还有同名端，最重要的是不能用铁粉芯磁芯，应该用铁氧体磁芯或铁硅铝磁芯等高频损耗小的磁芯。——有时候，因为你的无知，在不经意之间犯了个错误，你看到了现象，却在用你学会的知识去解释它，殊不知，这是错误的……
我想问的是，你能分析出这个电路的工作原理吗？磁芯的峰值磁密取的多少？不同的电感该用什么材质的磁芯？谐振回路的品质因数是多少？根据设计功率按照AP值选取磁芯了吗？……不得不承认，有时候最重要的东西，却恰恰被我们忽略了……
建议楼主阅读《开关电源设计（第三版）》，普利斯曼等著，肖文勋等译，读完并理解，再做以上实验，你会发现，曾经的自己，是多么的天真……
忽然想到了某位研究开关电源的大神的一句话：“有时候，磁路的设计比电路的设计更为重要。”
楼主是快料，要好好培养。
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本帖最后由 虎哥 于 2014-1-20 06:34 编辑
IRFP4668的上升时间小于100nS，对于几十KHz的应用来说算是低的了，楼主测到的上升下降时间不是管子的参数。在这种频率下，波形的上升时间与发热不一定有关系，因为看到的上升过程很可能管子不在线性区，管子两端没有什么电压。建议楼主发帖时详细描述测试方案，测的哪里的波形，意义是什么？
如果场管没有接地，可以用两个通道同时测试管子两端，探头地相连，用示波器的数学功能给两个通道做减法来直接测试场管的DS电压。
开关电源我不懂，也许是乱说，但测试测量是我们科创仪表局的专业，楼主可以指出要测什么，我可以帮助思考测试方案。
IRFP4668的上升时间小于100nS，对于几十KHz的应用来说算是低的了，楼主测到的上升下降时间不是管子的参数。在这种频率下，波形的上升时间与发热不一定有关系，因为看到的上升过程很可能管子不在线性区，管子两端没有什么电压。建议楼主发帖时详细描述测试方案，测的哪里的波形，意义是什么？
如果场管没有接地，可以用两个通道同时测试管子两端，探头地相连，用示波器的数学功能给两个通道做减法来直接测试场管的DS电压。
开关电源我不懂，也许是乱说，但测试测量是我们科创仪表局的专业，楼主可以指出要测什么，我可以帮助思考测试方案。
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本帖最后由 caesar_king 于 2014-1-20 08:33 编辑
感谢支持！感谢您对我有这么高的评价！一定会接着努力！感谢挑出了我的错误！发现错误才能前进嘛~
在我考虑负载时，的确没有考虑铁粉芯磁芯高频损耗的问题。而且用两个电感代替的想法也是由电路图来的，却没有想在实际应用中两段绕组是绕在同一个铁芯上的，而且也没有考虑是否有输出对波形有没有影响。这些都是我忽略的地方，会立即订正。
至于工作原理，我曾经尝试着分析，后半段的相关实验和理论分析就是立足于我想出来的可能的工作方式。随后的修订，我会将我想出来的可能的工作方式加入进去。
至于您后来说的一系列名词，除了Q值在算TC次级时曾经涉及过以外，其他的基本都没有听过，也没有考虑，也并不知道会对电路造成什么影响。所以已经开始学习，您说的那本书我即刻就购买，攻读。
我现在能够完成的修正，我会立刻就做并且修改或新发一帖。
最后再次感谢您对我的支持！一定加倍努力！
最最后，悄悄说一句= =我十六咯= =十三的是这位同学baiwenglong
左哥 发表于 2014-1-20 05:31
请注意！接下来我可能会把你的错误全部挑出来，但我绝对没有贬低你的意思，因为所有的大神都有一段经历，叫 ...
感谢支持！感谢您对我有这么高的评价！一定会接着努力！感谢挑出了我的错误！发现错误才能前进嘛~
在我考虑负载时，的确没有考虑铁粉芯磁芯高频损耗的问题。而且用两个电感代替的想法也是由电路图来的，却没有想在实际应用中两段绕组是绕在同一个铁芯上的，而且也没有考虑是否有输出对波形有没有影响。这些都是我忽略的地方，会立即订正。
至于工作原理，我曾经尝试着分析，后半段的相关实验和理论分析就是立足于我想出来的可能的工作方式。随后的修订，我会将我想出来的可能的工作方式加入进去。
至于您后来说的一系列名词，除了Q值在算TC次级时曾经涉及过以外，其他的基本都没有听过，也没有考虑，也并不知道会对电路造成什么影响。所以已经开始学习，您说的那本书我即刻就购买，攻读。
我现在能够完成的修正，我会立刻就做并且修改或新发一帖。
最后再次感谢您对我的支持！一定加倍努力！
最最后，悄悄说一句= =我十六咯= =十三的是这位同学baiwenglong
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左哥 发表于 2014-1-20 05:31
请注意！接下来我可能会把你的错误全部挑出来，但我绝对没有贬低你的意思，因为所有的大神都有一段经历，叫 ...
铁粉芯不能用在高频上确实是个错误。。。但是ZVS不依赖初级耦合也能起振（用Multisim仿真中只要有两个电感就能起振了）
磁路在ZVS确实一直在被忽略。。。因为对于工作影响并不大，也没什么必要去分析。。。比如高压包，大家都在用，磁芯是几乎一样的，它在ZVS上5+5T能正常工作，就没必要在每次做这个ZVS前计算高压包磁芯的参数之流了吧
这个波形产生的原因，反正我还没分析明白，，，，知识有限。，，
开关电源设计是本好书，我去找来看看哈。。
另外，LZ16岁，上面说了
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虎哥 发表于 2014-1-20 06:30
IRFP4668的上升时间小于100nS，对于几十KHz的应用来说算是低的了，楼主测到的上升下降时间不是管子的参数。 ...
的确，我所测量的并非管子的参数。因为在这个电路中，MOS驱动电路的上升时间远大于MOS本身的上升时间。所以我测量的是驱动电路的上升时间，因为470电阻的存在，驱动电路上升一定存在一个较长时间。在驱动电路上升过程中，会造成管子硬开关而导致发热。但驱动电路是一样的，频率也近似相同，不知道为什么实测的不同管子的上升时间却不同。所以我把原因归结为管子本身上升时间不同导致。
因为我的测试条件不够，不知道在ZVS电路中究竟什么引起MOS发热。我在实验中发现了两个可能因素，一个是通态电阻，一个是MOS驱动电路上升沿导致硬开关。不知道是什么影响了驱动电路上升沿时间，可能与管子参数有关。另外有一些MOS主要因素是通态电阻，比如460；有一些则是我所猜测的，比如4668。解决了这个问题，就可以找到最适合ZVS工作的MOS管。望得到科创仪表局的帮助。
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caesar_king 发表于 2014-1-20 08:54
的确，我所测量的并非管子的参数。因为在这个电路中，MOS驱动电路的上升时间远大于MOS本身的上升时间。所 ...
我觉得可能和MOS的结电容有关系。。查一下，因为mos开启实际上是需要对这个等效电容充电的。。。一般的大功率管能有几个nF呢。。比如460.。。。通过一个470的电阻使他开启就是一个RC电路么。。。
我查了一下460貌似是4200PF
260是4057PF。。。
4668是10720PF
差了两倍了。。这估计是上升沿的真实原因吧
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 09:19
我觉得可能和MOS的结电容有关系。。查一下，因为mos开启实际上是需要对这个等效电容充电的。。。一般的大 ...
但460上升却比260快很多，和250是一个等级的
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 08:29
铁粉芯不能用在高频上确实是个错误。。。但是ZVS不依赖初级耦合也能起振（用Multisim仿真中只要有两个电 ...
啊哦，我弄错了，@baiwenglong（KCID），他是13岁
为什么输出的两个线圈不绕在同一个电感上也能工作呢？不是经过磁场耦合之后，关断侧的绕组非公共端感应出的负电压通过二极管把导通的开关管的G极拉低，控制它关断的么？
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 09:19
我觉得可能和MOS的结电容有关系。。查一下，因为mos开启实际上是需要对这个等效电容充电的。。。一般的大 ...
嗯，正是因为这个结电容，所以才会对G极电压的上升沿和下降沿的绝对值有影响，除此之外，还有米勒效应的影响:GD结电容也会限制G极电压的上升沿与下降沿斜率，虽然这在低压场合表现得不明显，但是也不能忽视
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左哥 发表于 2014-1-20 12:00
啊哦，我弄错了，@baiwenglong（KCID），他是13岁
为什么输出的两个线圈不绕在同一个电感上也能工作呢？ ...
应该是一侧MOS的开启使它的D级等效接地，通过快恢复拉低另一侧MOS的G级，使他关断的吧
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baiwenglong 发表于 2014-1-20 08:29
铁粉芯不能用在高频上确实是个错误。。。但是ZVS不依赖初级耦合也能起振（用Multisim仿真中只要有两个电 ...
其实我分析电路的时候，习惯把这个电路的扼流电感、谐振电容、谐振电感（变压器）全部去掉，再看电路，这不就是一个双稳态触发电路吗？
在这个逻辑关系的基础上进行改进，例如使用图腾驱动、比较器精确控制导通点、控制开关管的占空比实现调压等……
我用这个电路接变压器、高压包、感应加热、自制电磁炉……总之什么都干，最后发现磁路非常重要，这个电路的目的就是产生大功率高频交变磁场，，我以前的时候，还是个小白，绕变压器驱动荧光灯管，那时候认为在次级测到需要的电压就大功告成了，然后变压器剧烫，不得不放弃实验……后来看了《开关电源设计》，我才知道磁饱和是什么概念，拿出当年百思不得其解的变压器，开了气隙，啥毛病也没有了……
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左哥 发表于 2014-1-20 12:43
其实我分析电路的时候，习惯把这个电路的扼流电感、谐振电容、谐振电感（变压器）全部去掉，再看电路，这 ...
哈，开关电源设计这书刚下载来看了，好好学习一下。。。
变压器饱和挺可怕的。。因为这个炸过管子。。。
一般高压包很难饱和，都是有气隙的，但是自绕的EE变压器就容易出问题。。
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